Генератор сигналів з малим коефіцієнтом гармонік

Нелінійні спотворення сигналів ЗЧ, що характеризують якість звукозаписної і звуковідтворювальної апаратури, зазвичай оцінюють коефіцієнтом гармонік, який для високоякісних пристроїв не повинен перевищувати орієнтовного порогового значення 0,1%. Для вимірювання спотворень такого рівня необхідний генератор сигналів з коефіцієнтом гармонік у кілька разів меншим, тому при розробці пропонованого приладу основну увагу було приділено зниження нелінійних спотворень сигналу.

Основні технічні характеристики

    Діапазон частот генеруються, Гц. . . 10 … 10 5

    Коефіцієнт гармонік,%, не більше, в смузі частот, Гц:
    10…10 2 . . .
    0,4
    10 2 …10 4 . . .
    0,02
    10 4 …10 5 . . .
    1
    Нерівномірність АЧХ, дБ, не більше. . . 0,2
    Максимальна вихідна напруга
    (При опорі навантаження 600 Ом), В, не менше. . . 5

Діапазон частот генеруються приладу розбитий на чотири піддіапазону, в кожному з яких частоту змінюють здвоєним змінним резистором. Вихідна напруга можна регулювати плавно і дискретно з кроком 20 дБ.
Функціональна схема генератора показана на рис. 1. Його основа – широкосмуговий підсилювач А1, ланцюг позитивної ОС (ПОС) якого утворена смуговим фільтром R1C1R2C2 (мостом Вина), а негативною (ООС) – вузлами і елементами стабілізації амплітуди вихідної напруги R3, R4, U1, A2-A7.
Смуговий RC-фільтр подібний паралельним коливального контуру і на частоті квазірезонанса fp = 1/2piRC (при R1 = R2 = R і С1 = С2 = С) забезпечує максимальний коефіцієнт передачі, рівний 1 / 3, найбільшу добротність і найкращі селективні властивості. Частоту коливань можна перебудовувати узгодженим зміною опору резисторів R1 і R2 або ємності конденсаторів С1 і С2.
Очевидно, що для самозбудження генератора коефіцієнт передачі підсилювача А1, що задається ланцюгом ООС, повинен бути рівний трьом. При такому малому коефіцієнті передачі за допомогою глибокої ООС неважко досягти широкого діапазону частот і дуже малого (менше 0,01%) рівня спотворень самого підсилювача. Щоб отримати малий коефіцієнт гармонік генератора, амплітуду вихідної напруги необхідно стабілізувати на певному рівні. Для цього підсилювач охоплюють ланцюгом нелінійної ООС, в яку як керованого аттенюатора часто включають терморезистор або польовий транзистор. Однак у першому випадку важко домогтися простим шляхом коефіцієнта гармонік генератора на середніх частотах менше 0,05%, у другому – менше 0,1%, тому зменшення спотворень саме в керованому аттенюатор було приділено особливу увагу.
Напруга ООС, що надходить на підсилювач А1, можна представити у вигляді суми двох складових: постійної, амплітуда якої завжди дорівнює 1 / 3 вихідної напруги, і змінної, характер обвідної якої обумовлений властивостями ланцюга ООС, а розмах залежить від дестабілізуючих факторів: температурного і тимчасового дрейфу параметрів елементів, зміни коефіцієнта передачі фільтра в діапазоні частот і т. д. (амплітуда другої складової на кілька порядків менше, ніж першої). Це наштовхнуло на думку використати для зниження нелінійних спотворень двоканальну ланцюг ООС, подавши постійну складову на інвертується вхід підсилювача А1 по каналу, який містить тільки лінійні елементи (дільник R3R4 і суматор А7), а змінну – по каналу стабілізації амплітуди (U1, A2-А6), що виробляють коригувальний сигнал, який складається в суматори А7 з постійної складової.
Працює другий канал наступним чином. Вихідний сигнал підсилювача А1 випрямляється випрямлячем U1, і напруга, знімається з нього, порівнюється в інтеграторі A2 із зразковою, що задає рівень вихідних коливань. проінтегрувати різницевої напруга управляє атенюаторів А4 безпосередньо, а атенюаторів А5 – через інвертується повторювач A3.
У стаціонарному (усталеному) режимі роботи генератора при коефіцієнтах передачі дільника R3R4 та фільтра, рівних 1 / 3, різниця вхідних напруг, а також вихідні напруги інтегратора А2 і повторювача A3 близькі до нуля. Тому амплітуди сигналів на виходах атенюаторів А4 і А5 виявляються однаковими і вихідна напруга диференціального підсилювача А6 також близько до нуля.
У нестаціонарному режимі зміна амплітуди вихідного сигналу підсилювача А1 викликає відхилення випрямленої напруги в ту чи іншу сторону щодо зразкового і, отже, вихідних напруг інтегратора А2 і повторювача A3. Під дією цих керуючих сигналів коефіцієнти передачі атенюаторів А4 і А5 змінюються в протилежних напрямках, і на виході підсилювача А6 виникає синусоїдальна напруга, що приводить генератор в стаціонарний режим. При збільшенні амплітуди вихідних коливань щодо стаціонарного значення на виході підсилювача А6 з'являється сигнал, синфазних з вихідним, а при зменшенні – протівофазний. Використання керованих атенюаторів, що працюють при малому сигналі, і часткова компенсація продуктів нелінійних спотворень озволілі суттєво зменшити рівень гармонік генератора.


Рис. 1.

Принципова схема приладу. Його основний підсилювач містить два диференціальних вхідних каскаду (VT1, VT2 і VT5, VT6), включених для підсилюється сигналу паралельно. Завдяки цьому, підсилювач симетричний для обох напівхвиль змінної напруги, що істотно знижує рівень парних гармонік, особливо другий, найбільшою складовою спектру сигналу в більшості високоякісних RC-генераторів.
Інша особливість підсилювача – малий струм, що протікає через резистори R39, R32.2 і R40, підключені до баз транзисторів диференціальних каскадів. Він дорівнює різниці струмів баз, тому підбором транзисторів з близькими коефіцієнтами передачі струму h21е його можна значно зменшити. В результаті виявилося можливим знизити вимоги до узгодженості секцій здвоєного змінного резистора R32 і підключити його першу секцію (R32.1) безпосередньо до баз транзисторів VT1, VT5 (без розділового конденсатора). З метою зменшення власних шумів підсилювача струм спокою диференціальних каскадів обраний відносно невеликим (близько 100 мкА).
Сигнали з колекторів транзисторів VT1 і VT5 надходять на симетричний підсилювач напруги, виконаний на транзисторах VT7, VT9 і VT8, VT10. Для зниження нелінійності він охоплений місцевої ООС (резистори R13 і R15), що зменшує його коефіцієнт передачі до 8 … 12.
Резистори R19, R20 створюють умови, близькі до режиму джерела напруги, для вихідного каскаду на складових транзисторах VT12VT14 і VT13VT15, що також сприяє підвищенню лінійності підсилювача. Струм спокою цього каскаду встановлюють підлаштування резистором R16.
Для стійкої роботи при великій глибині ООС і широкої смуги пропущення в підсилювачі передбачена частотна корекція ланцюгами R1C1 і R11C2, включеними паралельно резистора навантаження (R2 і R10) диференціальних каскадів. Частота зрізу АЧХ підсилювача з розімкненою ООС, задаються цими ланцюгами, знаходиться в межах 20 … 25 кГц. У результаті сполучення АЧХ некорректірованного підсилювача і ланцюгів корекції ділянку характеристики з крутизною 6 дБ на октаву став більш протяжним. Частота зрізу підсилювача напруги знаходиться в області декількох мегагерц. Крім того, для підвищення запасу стійкості всього підсилювача в ланцюг ООС включено форсує ланка C19R69.
Вихідний сигнал підсилювача проходить через повторювач на транзисторі VT16, випрямляється діодом VD6 і надходить на інтегратор, виконаний на ОП DA1. Зразкове напруга подається з движка підлаштування резистора R35. З виходу ОП напругу, рівну результату інтегрування різниці зазначених сигналів, впливає на затвор транзистора VT17.1, а через інвертується повторювач на ОУ DA2 – на затвор транзистора VT17.2. Разом з резисторами R52-R55 ці транзистори утворюють керовані атенюатори. Нелінійність характеристик транзисторів зменшується ланцюгами ООС, що складаються з резисторів R49, R50 і R56, R57. Експериментально встановлено, що для отримання найкращих результатів постійне напруга на затворах польових транзисторів повинно бути в межах 20 … 50% від напруги відсічки, а опір резисторів в ланцюгах ООС – набагато більше опору їх каналів. Це враховано в описуваних аттенюатора, причому напруга на інвертується вході ОП DA2 можна регулювати підлаштування резистором R33 з метою встановлення найкращого співвідношення напруг, керуючих аттенюатора в стаціонарному режимі.
Різниця вихідних сигналів атенюаторів посилюється диференціальним підсилювачем на ОУ DA4 і через суматор напруг ООС, виконаний на резистора R66-R68, R70-R72, R40, впливає на інвертується вхід основного підсилювача. Коефіцієнт передачі ланцюга ООС, блізкій1 / 3, встановлюють підлаштування резисторами R68, R70-R72 в кожному піддіапазоні окремо.
Регулювання частоти, перемикання піддіапазонів, а також дестабілізуючі фактори викликають зміни вихідної напруги, що супроводжується процесами, що відновлюють його колишній рівень. Наприклад, при збільшенні вихідного сигналу зростає напруга на виході випрямляча (VD6) і, отже, зменшується керуюче напруга на затворі транзистора VT17.1, а на затворі транзистора VT17.2 збільшується. З цієї причини коефіцієнти передачі атенюаторів змінюються в протилежних напрямах і амплітуда синфазного вихідного сигналу підсилювача на ОП DA4 збільшується, а коефіцієнт передачі основного підсилювача зменшується. У результаті амплітуда вихідного сигналу генератора і випрямлена напруга на інвертується вході ОП DA1 повертаються до колишнього, стаціонарного значення. Вихідна напруга генератора вимірюється вольтметром змінного струму на ОУ DA3. Мікроамперметр РА1 включений до діагональ випрямні мосту VD7 – VD10 в ланцюзі ООС, що охоплює ОУ. Вихідна напруга генератора встановлюють змінним резистором R26 і східчастою атенюаторів, що складається з резистивного дільника R27-R30 і перемикача SA2. Генератор живиться від стабілізованого двополярної джерела. Споживаний від нього струм – менше 100 мА.


принципова схема


друкована плата

Деталі та конструкція . У пристрої в основному використані резистори МЛТ з допускаються відхиленням опору від номіналу ± 5 і ± 10%. Резистори R31, R39, а також R27-R30 підібрані з точністю ± 0,5 … 1%. Підлаштування резистори – СП3-44, СП3-27 або СП3-16.
Для перебудови частоти застосований здвоєний дротяний змінний резистор ПТП, але це не виключає використання і резисторів інших типів опором 2 … 50 кОм (при відповідному зміну ємності конденсаторів С8-С15). Для полегшення налагодження генератора і отримання коефіцієнта гармонік, зазначеного на початку статті, разбаланс секцій резистора R32 не повинен перевищувати 2 .. 3%.
Конденсатори С1, С2, С4, С5, С7, С19 – КМ4 або КМ5; С3, С6 – К50-6; С16-С18 – К50-3; С8-С15 – К73, К76, МБМ. Для зменшення похибки установки частоти в піддіапазонах ємність останніх необхідно підібрати з точністю не гірше 1 … 2%. Вказані на схемі значення ємності отримують паралельним з'єднанням двох конденсаторів (наприклад, С8, С12 складають з конденсаторів ємністю 3,3 і 0,68 мкФ).

Діоди КД521А можна замінити на КД522А, КД522Б, КД509А, КД510А, стабілітрон КС162А – на КС156А. Статичні коефіцієнти передачі струму h21е транзисторів VT1, VT2, VT5, VT6 не повинні відрізнятися більш ніж на 20%, а транзисторів VT7-VT10 – на 30%. У транзисторів VT1-VT6 ці коефіцієнти повинні знаходитися в межах 150 … 250, VT7-VT10 – в межах 100 … 200, VT12-VT15 – 80 … 200. Замість зазначених на схемі можливе застосування транзисторів серій КТ315 (VT1-VT3, VT10-VT12, VT14) і КТ361 (VT4-VT7, VT9, VT13, VT15), замість збирання КПС104В – КПС104Е, а також транзисторів КП303В – КП303Е з напругами відсічення, що відрізняються не більше ніж на 30%. ОУ К140УД7 можна замінити на К140УД8А, К140УД8Б, К140УД6.
В приладі встановлений мікроамперметр М261М зі струмом повного відхилення 100 мкА і опором рамки близько 800 Ом. Перемикачі SA1, SA2 – ПГ3, гніздо XS1 – СР50-73.
Велика частина елементів генератора розміщена на друкованій платі з склотекстоліти товщиною 2 мм. Резистор R25 припаяний до висновків регулятора рівня R26, резистори дільника R27-R30 – до висновків перемикача SA1. Конденсатори С8-С15, С19 і резистори R31, R39, R67-R72, R40 змонтовані на додатковій друкованій платі, встановленої поруч із здвоєним змінним резистором R32 (оскільки розміри і малюнок друкованих провідників плати залежать від габаритів конденсаторів, її креслення не наводиться). Резистор R60 і конденсатор С17 змонтовані на висновках мікроамперметра РА1.
Налагодження приладу починають з вимірювання тиску на виходах стабілізованого джерела живлення, які повинні знаходитися в межах ± 14,5 … 16 В. Після цього тимчасово випаювати один з висновків резистора R66 і перевіряють режим роботи підсилювача по постійному струму. Падіння напруги на резистора R2, R10 має бути в межах 2,3 … 2,7 В, на резистора R12, R14 – 1,7 … 2,1 В, а на R13, R15 – 1,1 .. .1,5 В. підлаштування резистором R16 встановлюють струм спокою вихідного каскаду 1,5 … 2,5 мА. Постійна напруга на виході підсилювача має бути не більше ± 10 мВ. При необхідності цього домагаються шунтуванням резистора R5 або R6 додатковим резистором великого опору (15 … 150 кОм).
Потім переконуються у відсутності паразитного самозбудження підсилювача. Якщо ж воно є, збільшують ємність коригувальних конденсаторів C1, C2 і підбирають елементи форсує ланцюга R69C19.
Після цього балансують ОП DA1, DA2, DA4, припаюють висновок резистора R66 і встановлюють движки резисторів R32, R33, R35, R37 в середнє положення, а перемикач SA1 – в положення "х10" (100 … 1000 Гц). Подстроечіимі резисторами R70 і R35 добиваються виникнення генерації в цьому піддіапазоні, резистором R35 встановлюють максимальну вихідну напругу 5 В.
Далі до виходу генератора підключають вхід синхронізації осцилографа і перевіряють форму сигналу на виході ОП DA4. Підлаштування резисторами R70 і R33 добиваються можливо меншою амплітуди цього сигналу і близьких керуючих напруг на затворах транзисторів VT17 (їх вимірюють вольтметром з високоомним входом), які повинні знаходитися я межах -0,4 …- 1,6 В. Стійкого генерації і найменшою амплітуди неспотвореного сигналу на виході ОП DA4 в інших піддіапазонах домагаються підлаштування резисторами R68, R71, R72. При недостатній стабільності амплітуди сигналу по частоті збільшують опір резистора R44. Низькочастотні (0,1 … 1 Гц) коливання, що виникають в цілях стабілізації амплітуди, усувають включенням послідовно з конденсатором С16 резистора опором у кілька кіло.
Градуіруют шкалу і перевіряють кратність зміни частоти при перемиканні піддіапазонів за допомогою цифрового частотоміра.
Налагодження вольтметра на ОУ DA3 зводиться до встановлення необхідної чутливості підбором резистора R59. Нерівномірність коефіцієнта передачі вольтметра в смузі частот 10 … 105 Гц не повинна перевищувати 1 %.

М. Шиянов, м. Люберці, Московської обл

Радіо № 7, 1997 р., стор 52.