Транзисторний підсилювач потужності без зворотного зв'язку

К. Мусатов, м. Москва

У статті запропоновано варіант транзисторного стереопідсилювача на базі популярного у свій час серед меломанів лампового підсилювача "Прибій-204" або "Прибій-104". Фактично від нього використовуються лише корпус, мережевої та вихідні трансформатори. Використання компенсаційного методу лінеаризації характеристик підсилювальних каскадів і застосування приладів з "вбудованою" зворотним зв'язком дозволило отримати невеликі нелінійні перекручування з гармоніками низького порядку мала вихідний опір без впровадження зовнішнього негативного зворотного зв'язку.

Людське вухо – нелінійний перетворювач; як показали дослідження [1], рівень гармонійних спотворень у ньому спадає в енергетичному вираженні приблизно як 10 ", де п – номер гармоніки. У логарифмічному вимірі це по 10 дБ на кожен інтервал між гармоніками. Вихідні дані, зняті на тональному сигналі Г. Олсон, були оброблені Д. Чівер в [2] і в нормованому щодо рівня тестового сигналу вигляді представлені на рис. 1. З графіків видно, що при зміні звукового тиску від 50 дБ (тихий голос) до 90 дБ (рівень звучання в студії) нелінійні спотворення, які продукують вухом при перетворенні чутного звуку у вусі і обробці його в мозку, змінюються від 1,5 до 20% по другій гармоніці і від 0,3 до 3% по третій. Виходить, що якщо підсилювач внесе в сигнал менший рівень гармонійних спотворень, то ці спотворення будуть замасковані власними спотвореннями вуха. Враховуючи, що слух частково адаптується до власних спотворень, встановимо запас по рівню спектральних складових спотворень в 10 дБ. Цей запас дозволить не демаскувати спотворення на низьких частотах, коли гармоніки потрапляють в область максимальної чутливості слуху, а також забезпечити прийнятний рівень інтермодуляціонних спотворень, до яких слух більш чутливий. Оскільки автор поставив завдання побудови двотактного підсилювача (у таких підсилювачів у спектрі спотворень основна гармоніка третя), то орієнтиром буде служити значення 1% спотворень по третій гармоніці при рівні звукового тиску близько 90 дБ. Також з графіка видно, що при рівнях звукового тиску до 70. .. 80 дБ підсилювач не повинен продукувати вищі гармоніки, починаючи з сьомої.

У роботах [2, 3] показано, що при замиканні ланцюга зворотного зв'язку відбувається розширення спектру гармонік. Підсилювачі з ламповими тріодами і польовими транзисторами мають передавальну функцію, близьку до лінійно-параболічною. Підсилювальний каскад на потужному польовому транзисторі при рівні спотворень по другій гармоніці 10% до замикання ланцюга ООС створює різко спадаючий спектр. Після замикання ланцюга ООС виходить більш широкий спектр зменшених за рівнем спотворень.

У тих же роботах [2, 3] представлені розрахункові характеристики відносних амплітуд гармонік як функції глибини ООС, причому для розрахунків була обрана квадратична характеристика каскаду, не охопленого зворотним зв'язком. Залежність рівня гармонійних спотворень такого каскаду від глибини зворотного зв'язку, що охоплює каскад, представлена на рис. 2. Оскільки передавальні характеристики реальних підсилювальних елементів містять не тільки квадратичний член в розкладанні, Д. Чівер провів відповідні вимірювання на потужному польовому транзисторі з ізольованим затвором. При глибині ООС до 5 дБ рівні гармонік від третьої до шостої мало змінювалися, при більшій же глибині ООС реальні значення були близькі до розрахункових, але завжди більше. У результаті видно, що є суттєве зростання рівня вищих гармонік при глибині ООС, часто застосовується на практиці. Застосування глибокої ООС (50 … 60 дБ) пов'язане з труднощами забезпечення стійкості підсилювача, до того ж у таких підсилювачах глибина ООС зазвичай спадає вже на звукових частотах. Є й інші негативні властивості глибокої ООС (про їх нижче).

Реальний підсилювач складається не з одного каскаду, а транзистори, що призводить до продукування широкого спектру гармонік, що перевищує поріг помітності, що в свою чергу підвищує інтермодуляційні спотворення

Рішення для створення підсилювачів, що задовольняють вимогам психоакустики.

1.Створення підсилювача з глибокої ООС, щоб за допомогою неї постаратися придушити вищі гармоніки [4, 5].

2.Построеніе підсилювача без загальної ООС. Для лінеаризації в цьому випадку застосовують кілька місцевих ланцюгів ООС [6].

3.Використання підсилювальних каскадів без введення додаткової ООС. (Hi-End).

Вибір транзисторів для вихідного каскаду дуже важливий.

У лампових підсилювача без ООС у вихідному каскаді використовується тріод, що володіє невеликим вихідним опором, яке з допомогою вихідного трансформатора знижується до прийнятного рівня (2 … 3 Ом на навантаження опором 8 Ом). Пошук транзисторів, що володіють схожими характеристиками, привів до класу польових транзисторів зі статичної індукцією каналу. Транзистори цього типу за кордоном представлені виробами фірми Tokin (Японія). Є й приклади реалізації підсилювачів з їх використанням [7]. Придбати ці транзистори в Росії зараз не представляється можливим. Були розроблені вітчизняні транзистори з аналогічною структурою: це серії КП801, КП802 і КП926. Перші дві вже не виробляють і не продають, а остання ще зустрічається в продажу. Вольт-амперні характеристики (ВАХ) цього транзистора показали його близькість до лампових тріода.

Максимальна потужність, яку можна зняти з такого каскаду в лінійному режимі (з урахуванням обмежень у мінімальній напрузі й струму), дорівнює

Рвих = U вих m * Iвихm / 2 = 120 В * 0,13 А / 2 = = 7,8 Вт,

що відповідає напрузі 11,2 В на навантаженні опором 8 Ом. Таким чином, для узгодження з таким навантаженням потрібно трансформатор з коефіцієнтом трансформації 11,2 / 120 = 0,0933. Наведене до вторинної обмотки вихідний опір каскаду без урахування втрат в трансформаторі виходить

R'вих = Rвихn2 = 540 * 0,09332 = 4,7 Ом.

Це забагато, тому була обрана двохтактна схема, яка дозволила знизити вихідний опір, підняти вихідну потужність і підвищити лінійність підсилювача.

Схема і параметри підсилювача

Схема з'єднань вузлів стереофонічного підсилювача показана на рис. 3. Кожен з каналів підсилювача має два входи: простий (Х2, Х4) і балансний (Х1, ХЗ). При подачі сигналу від симетричного джерела треба розімкнути контакти вимикача SA1. В підсилювачі регулятор гучності побудований за схемою L-регулятора [8]. Це дозволяє домогтися зниження внесених регулювальним резистором перешкод і спотворень.

Схема двокаскадного УМЗЧ показана на рис. 4. Для стабілізації режимів транзисторів (у підсилювача немає ООС по постійному струму) він побудований у вигляді двох диференціальних каскадів за симетричною балансної схемі з безпосереднім зв'язком. Джерела стабільного струму задають робочі режими каскадів по постійному струму.

Схема блоку живлення наведена на рис. 5.

Джерело живлення першого каскаду – спільний для обох каналів, з паралельними стабілізаторами напруги.

Для других каскадів УМЗЧ випрямлячі роздільні.

Основні параметри підсилювача зведені у таблиці. Залежність амплітуди гармонік від рівня сигналу представлена на рис. 6.


Параметр

Значення

Примітка

Смуга відтворених частот за рівнем -3 дБ, Гц

2…60000

На навантаженні 6 … 8 Ом

2…20000

На навантаженні 4 Ом

Нерівномірність у діапазоні частот 20 … 20000 Гц, дБ

0,5

На навантаженні 6 … 8 Ом

Вихідна потужність на навантаженні опором 5,5 Ом, Вт

20

При коефіцієнті гармонік 5%

15

При коефіцієнті гармонік 3%

5

При коефіцієнті гармонік 1%

Відношення сигнал / шум, дБ

96

При вихідний потужності 15 Вт

106

Регулятор гучності замкнутий

Вхідна ємність, пФ

110

Регулятор гучності замкнутий

Чутливість, мВ

200…250

При вихідний потужності 5 Вт

Вих. опір, Ом

2,5…3

По виходу на навантаження 8 Ом

Коефіцієнт придушення синфазного сигналу, дБ

36

Залежить від підбору вхідних транзисторів. SA1 розімкнутий

Для сумісності результатів вимірювання до графіка на рис. 1 вихідна потужність перерахована на звуковий тиск (горизонтальна вісь) з розрахунку, що при подачі потужності, що дорівнює 1 Вт на канал, в середній за площею кімнаті буде отримано звуковий тиск близько 90 дБ. За таких умов підсилювач виконує вимоги по спектральному складу спотворень аж до звукового тиску 102 дБ. В усіх проведених вимірах рівень інтермодуляціонних викривлень був дорівнює або менше рівня гармонійних спотворень для однакового рівня сигналів.

АЧХ підсилювача досить рівномірна, графік її в смузі частот 2 … 90000 Гц наведено на рис. 7.

Обмеження по смузі обумовлені тільки якістю вихідного трансформатора. Воно ж є і причиною нелінійності ФЧХ, графік якої представлений на рис. 8.

Підсилювач не створює вираженої забарвлення і забезпечує музичний, тембрально збалансоване звучання в усьому динамічному діапазоні. Цьому сприяє слабка залежність коефіцієнта гармонійних спотворень від частоти, вона показана у вигляді графіка на рис. 9 для різних рівнів вихідної потужності.

Деякий підйом спотворень на низьких частотах при невеликих рівнях сигналу пов'язаний з гістерезисних втратами в муздрамтеатрі вихідного трансформатора. (Спотворення зумовлені третій гармонікою рис. 10).

Це добре узгоджуються з принципами В. Шушуріна [9].

На додаток наведемо дві спектрограми. Перша, показана на рис. 11, – спектр гармонійних спотворень на різних частотах. Тут поєднані спектри спотворень на частотах 20 Гц, 1 і 20 кГц.

На рис. 12 представлений спектр інтермодуляціонних спотворень при подачі двох тональних сигналів частотою 14 і 15 кГц з однаковою амплітудою.

Конструкція і деталі

Підсилювач зібраний на основі лампового підсилювача "Прибій-204" або "Прибій-104".

Мережевий трансформатор підлягає частковому перемотуванні

Якщо гучномовці мають підвищений опір – 12 … 16 Ом, то обмотки слід з'єднати послідовно-паралельно відповідно до рис. 13.

Оскільки підсилювач не має ООС, яка стабілізувала б його параметри, він дуже критичний до активних і пасивних елементів і бажаний їх підбір.

Транзистори VT4, VT5 встановлені на тепловідводи площею 700 … 1000 см2 кожний. Транзистори VT1-VT3, VT6 встановлені на загальному для кожного каналу теплоотводе площею 80 … 120 см2. Транзистори блоку харчування VT7-VT9 встановлені через ізолюючі прокладки на загальному теплоотводе з зігнутого аркуша дюралюмінію товщиною 1,5 мм площею 50 см2.

Фото підсилювача зі знятою верхньою кришкою представлено на рис. 14 (вид зверху).

На ньому позначено розташування всіх окремо стоять.

Плата блоку живлення зроблена з нефольгірованного текстоліту точно в розмір старої плати.

Основна частина підсилювача зібрана на 12-контактної колодці, встановленої на малих тепловідведення з зазором в 10 … 15 мм.

Малосигнальних проводу в підсилювачі розведені мікрофонним дротом Luxman зовнішнім діаметром близько 3 … 5 мм. Весь монтаж малосигнальних ланцюгів розміщений на задній стінці підсилювача.

Ще одна доопрацювання. На верхню кришку підсилювача з внутрішньої сторони потрібно наклеїти шматок звукопоглинального матеріалу для запобігання "подзваніванія" в такт музики або вібрації мережевого трансформатора. Сам мережевий трансформатор краще закріпити на корпусі через подвійні прокладки з пористої гуми для зниження передачі його вібрації на каркас підсилювача.

Налагодження

Cобіраем стабілізований блок живлення для першого каскаду. Врахуйте, що цей стабілізований блок живлення не можна надовго включати без навантаження.

До збірки підсилювача треба підібрати транзистори в пари. Для підбору транзисторів першого каскаду зберіть стендова підсилювач за схемою, представленої на рис. 15.

На вхід подайте з генератора синусоїдальний сигнал частотою 1 кГц і амплітудою 0,2 В. Підбір транзисторів слід проводити по постійній напрузі на витоку і змінній напрузі на виході каскаду. У будь-якому випадку бажано вибирати транзистори з однієї партії.

Для підбору транзисторів вихідного каскаду зручний стендова підсилювач, зібраний за схемою на рис. 16, з живленням від одного з блоків живлення вихідних каскадів.

При підборі транзисторів Вимірюйте після однакового часу після включення для вимірювань при однаковій температурі. Коли буде підібрано по дві близьких за параметрами пари приладів, то для забезпечення мінімального відмінності в посиленні між каналами використовуйте в одному каналі транзистори з меншим посиленням в першому каскаді і з більшим – в другому; для другого каналу – навпаки.

Налагодження каналів підсилювача краще проводити роздільно.

В підсилювачі можливо проводити зміни і заміни елементів для досягнення найкращої якості звуку. Черговими кроками до цього можуть бути заміна вихідних трансформаторів на більш якісні, заміна вхідних конденсаторів на дорогі серії audio або їх виключення, якщо вихід джерела сигналу не має постійної складової. Оксидні конденсатори в підсилювачі і в блоці живлення також можна замінити на серію audio.

Звертаємо увагу на схеми вимірювальних каскадів для підбору транзисторів. Першу з них (див. рис. 15) легко використовувати в якості підсилювача для навушників. При цьому можна в 2 … 3 рази підняти струм спокою і відповідно зменшити опір навантажувального резистора R3, збільшити ємність вихідного конденсатора СЗ і прибрати дільник на виході. Такий підсилювач має коефіцієнт гармонік 0,15 % При вихідній напрузі 1,5 В. Другу схему (рис. 16) можна рекомендувати для однотактного підсилювача. Виключивши вихідний конденсатор і навантаження, замість дроселя включаємо трансформатор з зазором в муздрамтеатрі, розрахований на струм підмагнічування не менше 150 мА і приведений до первинної обмотці опір навантаження 650 … 900 Ом. Такий підсилювач має чутливість близько 1,5 В і вдвічі меншу потужність. Спотворення його трохи вище за рахунок парних гармонік. Проте друга гармоніка при цьому тільки на декілька децибел вище третьої. Однотактний підсилювач буде набагато критичні до якості оксидних конденсаторів в блоці харчування і в шунтування ланцюга витоку. Врахуйте, що без першого каскаду такий підсилювач має високу вхідну ємність і його не можна підключати до регулятора гучності.

Радіо № 1, 2005 р., с. 20-22.

ЛІТЕРАТУРА

1. Harry F. Olson. Physics and Engineering. – Dover Publications, 1966, ISBN: 0486217698.

2. Daniel H. Cheever. A new methodology for audio frequency power amplifier testing based on psychoacoustic data that better correlates with sound quality, 1989. <http://altor.sytes.net/cheever.pdf>.

3. Baxandall PJ Audio power amplifier design. – Wireless World, december 1978, p. 53-56.

4. Акулінічев І. УМЗЧ з широкосмугового ООС. – Радіо, 1989, № 10, с. 56-58.

5. Агеєв С. Сверхлінейний УМЗЧ з глибокою ООС. – Радіо, 1999, № 11, с. 13-16.

6. Орлов А. УМЗЧ з симетричним входом без загальної ООС. – Радіо, 2002, № 4, с. 12-14.

7. SIT Р-Р 60W +60 W Power Amplifier. – <http://www.ne.jp/asahi/evo/amp/SIT/pagei.htm>.

8. Белканія А. Сиди собі, регулюю … L-атенюатор. – Вісник А.Р.А., 1999, № 1. К. Мусатов, м. Москва

9. Lamm "ideal" measurements, March 1999. – Http://www.soundstage.com/ reve-quip/lamm ideal.htm