В.П. Матюшкин, м. Дрогобич, Львівська обл.

Віддається останнім часом перевага ламповим вихідним підсилювачів потужності звукової частоти для звуковідтворення високої вірності важко зрозуміти, виходячи з об'єктивного їх порівняння з транзисторними УМЗЧ. Адже за всіма вимірюваним характеристикам сучасний УМЗЧ на транзисторах істотно перевершує ламповий. На наш погляд, вимірюваними зазвичай нелінійними спотвореннями (НІ) не вичерпуються ті викривлення, які визначають якість звуковідтворення. У найдосконаліших конструкціях транзисторних УМЗЧ рівень НИ доведений практично до слухового порогу і навіть нижче, тому сумнівно, що їх можна сприймати на слух, тим більше в умовах маскування корисним сигналом. Справа, мабуть, в тому, що зазвичай вимірюють НИ в сталому режимі, коли перехідний процес після подачі на вхід випробовується підсилювача вимірювального сигналу вже завершений як на вході, так і на виході підсилювача, а в замкнутій петлі загальної негативного зворотного зв'язку (ООС) встановився стаціонарний коливальний процес, що відповідає з більшою чи меншою точністю вступнику на вхід сигналу.

Очевидно, що нелінійність підсилювача виявляється набагато сильніше під час перехідного процесу (тривалість якого за рахунок затримки сигналу в ланцюзі ООС може бути значною), особливо на його початковому етапі, коли дія ООС найменш ефективно (через згаданої затримки). На відміну від динамічних спотворень, що призводять до перевантаження вхідного каскаду протягом всієї тривалості несприятливого за параметрами вхідного сигналу – розглядаються перехідні НИ є навіть тоді, коли відсутні динамічні, але тільки поки перехідний процес не закінчений. А якщо врахувати, що реальні звукові програми дуже далекі від стаціонарності і насправді викликають

в УМЗЧ майже безперервний перехідний процес, то при відтворенні таких програм НИ можуть набагато перевищувати виміряні звичайними методами в одному і тому ж примірнику підсилювача.

Внаслідок малої тривалості перехідного процесу в порівнянні з часом лабораторних вимірів вони поки "вислизають" від експериментального вивчення (для цього потрібна розробка спеціальних методів) і в той же час легко сприймаються на слух протягом звучання всієї фонограми. З цієї точки зору стає зрозумілим перевагу лампових підсилювачів: хоча вимірюваний рівень НИ у них більше (це стосується лише до стаціонарного режиму), в реальних умовах лампи як набагато більш лінійні прилади забезпечують менші НИ, ніж транзистори (хоча, звичайно, більші, ніж ті ж лампи в стаціонарному режимі), що й обумовлює краще звучання лампових підсилювачів.

Однак очевидні такі недоліки лампових підсилювачів, як незручності в експлуатації, громіздкість і велика маса, значна споживана потужність при порівняно низьких ККД і вихідний потужності. У зв'язку з цим виглядало би принадним створення транзисторного підсилювача з реальним рівнем НИ не гірше, ніж у лампового. Останнє означає, що вимірюється за звичайним методикам рівень НИ такого підсилювача повинен бути знижений на один-два порядки (!) в порівнянні з кращими зразками (можна і більше), щоб НИ в нестаціонарному режимі мали прийнятну величину.

Однак застосовувані зараз методи лінеаризації транзисторних підсилювачів, мабуть, себе вже вичерпали і не дозволять досягти необхідного коефіцієнта НИ (0 = 0,0001 … 0,00001%). Тому була поставлена ??задача вивчити можливість отримання такого рекордно низького рівня власних НІ транзисторного УМЗЧ, не зупиняючись перед складністю схемотехнічних рішень, а потім і вирішити, виправданий Чи такий підхід, чи приносить він виграш за якістю звучання в порівнянні з існуючими схемами.

Запропонована в даній роботі конструкція адресована в першу чергу самим вимогливим шанувальникам високоякісного звуковідтворення. Вона розроблена на основі викладеного в [1] принципу, який є удосконаленням відомого методу зниження спотворень, описаного в [2].

На рис.1 зображена блок-схема двокаскадного підсилювача з передавальної функцією першого каскаду К1 і другого К2, передавальної функцією b ланцюга загальної ООС, що охоплює весь підсилювач, і передавальної функцією g ланцюга місцевої позитивного зворотного зв'язку (МПОС),

 

 

охоплює перший каскад. Результуюча передатна функція такого пристрою описується виразом К = К1К2 / (1-ТК1 + рК1К2). (1)

Якщо встановити посилення в петлі МПОС ТК1 = 1, то виявиться, що на відміну від підсилювача з одного ООС, у якого К = К1К2 / (1 + | ЗК1К2) і тільки наближено К = 1 / р (при | ЗК1К2 »1), передатна функція даного підсилювача буде точно дорівнює 1 / р. При цьому глибина ООС повинно бути більше глибини МПОС, тобто | ЗК1К2> КК1, що є необхідним (але недостатньою) умовою стійкості. Таким чином, при КК1 = 1 придушуються всі спотворення, які виникають у другому каскаді і причиною яких є непостійність його передавальної функції (оскільки К = 1 / | 3 і не залежить від К2).

Проте абсолютно повне придушення спотворень можливо тільки при ідеальному першому каскаді. Реально ж йому притаманні як нелінійні, так і частотні спотворення, що призводять до відхилення передавальної функції К1 від оптимального значення. Крім того, воно змінюється через коливання живлячої напруги, температурного дрейфу і зміни з часом параметрів деталей.

Проблемою є і забезпечення спільної стійкості такої складної системи при спільній дії ООС і ПОС (друга умова стійкості), так як введення ПОС зменшує запас стійкості вихідної системи [2]. З іншого боку, бажано (для отримання

найбільшою лінійності), щоб глибина як ПОС, так і ООС була постійною в робочому діапазоні частот, тобто щоб перший полюс АЧХ системи з розімкнутими зворотними зв'язками перебував на частоті f> 20 … 30 кГц, і частота зрізу в петлі ПОС була також не менше. Тим часом виконати останні вимоги і одночасно забезпечити надійний запас стійкості зовсім не просто, а відступ від них значно знижує ефективність методу. Мабуть, тому авторові невідомі приклади використання описаного принципу придушення спотворень для цілей високоякісного звуковідтворення.

Принциповим недоліком пристрою, показаного на рис.1, є, як показує аналіз, те, що петля МПОС включена послідовно в ланцюг ООС. Значно поліпшити роботу пристрою можна шляхом паралельного підключення петлі МПОС до петлі ООС, тобто підключивши вхід другого каскаду не до виходу першого каскаду (точка 2 рис.1), а до його входу (точка 1).

Блок-схема пристрою, запропонованого в [1], показана на рис.2. Найважливішою перевагою такого пристрою є менший фазовий зсув, внесений у петлю ООС елементами схеми МПОС (від входу пристрою до входу другого каскаду). Це зрозуміло з порівняння рис.2 з рис.1, оскільки очевидно, що фаза сигналу в точці 2 відстає від фази в точці 1 (рис.1) на фазовий зсув, внесений першим каскадом (І це зрушення може бути досить істотним на частотах 0,2 … 1 МГц і вище, в області яких повинно забезпечуватися стійкість пристрою).

Дана перевага є вирішальним для застосування цього методу компенсації спотворень у високоякісних УМЗЧ, так як вносяться при його використанні мінімальні фазові зрушення дозволяють отримати достатній запас стійкості і тим самим забезпечити надійну роботу підсилювача з МПОС.

Перевагою пристрою, показаного на рис.2, є також можливість більш незалежного (хоча незалежність ця відносна, оскільки петлі і раніше взаємодіють між собою) і оптимального вибору параметрів петель МПОС і ООС відповідно до їх функціонального призначення, яке істотно різна. Ця велика незалежність видно з виразу для передавальної функції вдосконаленої системи

К = К2 / (1-7KI + | ЗК2), (2) яке, на відміну від (1), не містить змішаних творів передавальних функцій елементів, що відносяться до різних петель. Такий поділ неможливо в пристрої, показаному на рис.1, де перший каскад є спільною частиною петель МПОС і ООС, внаслідок чого його параметри визначають одночасно і властивості ООС, і властивості ПОС. Вимоги до цих параметрів багато в чому суперечливі, що також ускладнює вирішення завдання максимального придушення спотворень.

 

 

Переваги паралельного підключення петлі МПОС до петлі ООС дозволяють практично реалізувати пристрій навіть не з однією, а з двома МПОС, взаємно підсилюють дію один одного і тим Найкращі поліпшують компенсацію спотворень. Блок-схема такого пристрою показаний на рис.3, де К1, К2, КЗ – передавальні функції трьох каскадів основного каналу підсилювача, по-передатна функція ланцюга ООС; а1у1 і а2у2-передавальні функції першого та другого петлі МПОС відповідно, причому рівності а1у1 = 1 і а2у2 = 1 встановлюються з можливо більшою точністю. З його передавальної функції

К = К1К2К3 / [(1 – а1у1) (1-а2у2) + рК1К2К3] (3) випливає, що оскільки 1 – а1у1 <<1, то ступінь придушення спотворень, що залежить від вираження (1-а1у1) (1-а2у2) , значно більше, ніж у пристрої з одного петлею МПОС, в якому ця ступінь визначається одним членом 1-а1у1 <<(1-а1у1) (1-а2у2). Однак самим чудовим є те, що при одній МПОС мінімально можливий рівень НИ не можна зробити менше спотворень, що вносяться елементами самої петлі МПОС, а у пристрої з двома (або більше) петлями МПОС, як показує розрахунок, власні НИ кожної петлі МПОС придушуються дією інший, тобто можливо знизити НИ нижче рівня, що визначається самим лінійним блоком пристрою, яким повинен бути контур МПОС. Це є суттєвою перевагою даного методу компенсації спотворень перед іншими, що дозволяють знижувати спотворення лише до межі, що визначається власної нелінійністю схеми компенсації.

Зауважимо, що все сказане вище повністю відноситься до тих спотворень, які обумовлені мінливістю передавальних функцій (крім нелінійних, наприклад, амплітудно-частотних). Такі спотворення компенсуються в будь-яких частинах пристрою, крім ланцюга ООС b.

На жаль, це несправедливо по відношенню до спотворень іншого типу (шуми і паразитні наведення), причини яких не зводяться до коливань передавальних функцій. Можна показати, що ці спотворення компенсуються, якщо вони виникають у частинах пристрої, що знаходяться між петлею МПОС і виходом пристрою, включаючи і сам вихід, а виникають між входом пристрою і петлею МПОС не компенсуються. Тому рівень шуму пристрої, показаного на рис.3, визначається в основному шумовими властивостями вхідного каскаду.

Принципова схема УМЗЧ, відповідна рис.3, зображена на мал.4. Для отримання якомога більш низького рівня НИ основний канал підсилювача (без МПОС) задуманий як досить лінійний УМЗН. Для цього всі каскади підсилювача виконані двотактними на комплементарних парах транзисторів, що дозволило

зробити обидва плеча симетричними відносно загального проводу і одержати більш лінійну амплітудну характеристику. Всі транзистори працюють в режимі А, за винятком вихідного каскаду з плаваючим зміщенням на вході (супер-А), яке задається схемою на елементах VT15-VT18, R38-R41, VD15, VD16. Це забезпечує невикпючающійся режим роботи кінцевих транзисторів при їх малому струмі спокою.

Вхідний каскад виконаний за каскодной схемою (VT1, VT3, VT2, VT4). Режим роботи його транзисторів обраний так, що вони не входять в режим відсічення або обмеження струму при дії на вході сигналів з амплітудою, у кілька разів перевищує номінальну вхідну напругу навіть при відключеній ООС Цим він вигідно відрізняється від традиційного диференціального каскаду. Ланцюжок R19, R18, С7 з частотою зрізу 90 кГц обмежує посилення самих високочастотних складових імпульсних сигналів, запобігаючи перевантаження і наступних каскадів підсилювача. Завдяки цим заходам, а також високій швидкодії за рахунок відмови від застосування в каскадах транзисторів із загальним емітером і корекції по випередження (конденсатори С5, С6), динамічні викривлення в підсилювачі відсутні, що особливо важливо для сталої роботи системи з ПОС.

Напруга ООС з виходу підсилювача подається в точку з'єднання резисторів R11 і R12, які разом з R10 і R13 визначають робочий струм VT1 і VT2. Одночасно R10 і R13 в складі дільників R14/R10C3 і R15/R13C4 задають передавальну функцію ланцюга ООС. Постійна складова вихідної напруги надходить на емітери вхідних транзисторів через R10R11 і R12R13, а не тільки через R14 і R15, тому глибина ООС по постійному напрузі набагато більше, ніж за змінним, і здійснюється жорстка стабілізація постійної складової напруги на виході УМЗЧ. Використання електролітичних конденсаторів С3, С4 не приводить, як випливає з вимірів, до істотного збільшення спотворень, так як вони поляризовані постійною напругою близько 4 В (змінна складова набагато менше), так що режим їх роботи практично лине.

Другий каскад на транзисторах VT5-VT8, включених за схемою ОК-ПРО, є буферним між двома контурами МПОС. Діоди VD3-VD6 задають напруга зсуву на базах емітерний повторювачів VT9, VT10, а діоди VD7, VD8 захищають від занадто сильного його збільшення при несправності в підсилювачі або перегорання одного із запобіжників. Підсилювач напруги (VT11, VT13 VT12, VT14) також виконано по каскодной схемою. Напруга живлення перших каскадів близько 21 В і задається стабілізатором (VT23, VT24, VD17, VD18). Вихідні транзистори працюють з малим струмом спокою, тому термостабилизация їх не потрібно.

Елементи частотної корекції R19R18C7, R27C10, R22C8, R23C9 формують АЧХ підсилювача, забезпечуючи його стійкість при дії OOC. Одночасно R19 і R27 служать навантаженням вхідного і буферного каскадів відповідно, а також навантаженням петель МПОС, визначаючи їх коефіцієнт підсилення. У контурах МПОС використані польові транзистори для мінімізації власних спотворень контурів. Кожен контур МПОС-підсилювальний каскад з коефіцієнтом передачі близько одиниці, змінювати який можна підлаштування резисторами R58 і R67. Безпосереднім сполученням виходу каскаду з його входом здійснюється 100%-ная ПОС. Ланцюжки R57C15 і R66C16 коригують АЧХ каскадів, покращуючи точність компенсації на частотах звукового діапазону. Контури МПОС підключають до основного каналу в вузлових точках А, В і до загального проводу.

Робочі точки транзисторів перших каскадів і контурів МПОС жорстко стабілізовані високоомними резисторами в їх емітерний (істоковий) ланцюгах. Цим досягається постійність характеристик каскадів, підключених до крапок А і В. Крім того, транзистори VT3VT4 і VT27VT28, VT7VT8 і VT3M32 – динамічне навантаження одне для одного, а емітерний повторювачі VT5VT6, VT9VT10 і польові транзистори VT25VT26 і VT29VT30 володіють високим вхідним опором, тому опір навантаження для петель МПОС визначається резисторами R19, R27 (на звукових частотах). Завдяки цьому вдалося добитися високої стабільності посилення в петлях МПОС, яке не залежить від температури і не змінюється з часом.

Друкована плата розроблена з урахуванням звичайних вимог. Блоки МПОС на транзисторах VT25-VT32 виконані на двох окремих невеликих платах і у вигляді модулів і закріплені перпендикулярно платі основного підсилювача районі вузлових точок А і В.

В підсилювачі використані резистори типу МЛТ, підлаштування резистори типу СПЗ-29М, конденсатори К50-16 (СЗ, С4, С11-С14), K73-I7 (C1, C2), КД1, KT1-інші. Тепловідводи транзисторів VT21, VT22 розташовані поблизу елементів схеми плаваючого зміщення кінцевого каскаду для компенсації температурної нестабільності струму спокою вихідних транзисторів.

Налагодження підсилювача починають з основного каналу при відключених від точок А і В контурах МПОС. У першу чергу слід переконатися у відсутності паразитної високочастотної генерації, в Інакше уточнити номінали елементів частотної корекції R18, С7-С10. Потім підлаштування резисторами R7, R20 і R31 встановити нульове напруга на виході підсилювача і в вузлових точках А і В відповідно. Перевірити сумарне падіння напруги на парах діодів VD3VD4, VD5VD6, VD11VD12, VD13VD14, яке має бути близько 2 В. Після цього перевірити струм спокою вихідних транзисторів

VT21, VT22, який повинен бути в межах 20 … 30 мА. Величину його потрібно встановити підбором резисторів R38, R39, при яких спотворення типу "сходинка" відсутні.

До виходу підсилювача підключають еквівалент навантаження опором 4.8 Ом і перевіряють роботу схеми плаваючого зміщення кінцевої щаблі. Для цього підключають осцилограф до баз VT19 і VT20 і на вхід підсилювача подають синусоїдальний сигнал з частотою 100 Гц. Осцилограма повинна мати вигляд пульсуючого напруги (типу "випрямленою" синусоїди) з амплітудою близько 5 В при номінальному вихідному напрузі і опорі навантаження 4 Ом. При збільшенні опору навантаження або зменшення вхідного сигналу ця амплітуда повинна зменшуватися.

Перевіряють проходження через підсилювач прямокутних імпульсів. Викиди на осцилограмах вихідної напруги мають бути відсутні, в іншому випадку збільшують ємність конденсаторів С5 і С6. На цьому настройку основного каналу можна вважати закінченою. Зазначимо, що вже базовий підсилювач (без контурів МПОС) володіє наступними досить високими характеристиками: Номінальна вхідна напруга 0,3 В

Номінальна вихідна потужність на навантаженні 8 Ом (4 Ом) – 40 (80) Вт

Частотний діапазон при завалах на краях не більше 0,5 дБ – 15-100000 Гц

Вхідний опір – 50 кОм

Вихідний опір – 0 Ом

(З контурами МПОС) Коефіцієнт інтермодуляційних спотворень, не більше 0,005%

Рівень шуму (зважений) -105 дБ (з контурами МПОС)

Налаштовують контури МПОС, підключивши їх до схеми і встановивши Пакети R58, R67 в положення максимального опору, тобто мінімального петлевого посилення контурів МПОС. Напруга між стоком і витоком польових транзисторів повинно бути не більше 10 В (максимально допустимий для транзистора КП103), але і не дуже малим, в іншому випадку домагаються потрібного значення підбором резисторів R51, R52, R60, R61. Бажано, щоб комплементарні транзистори були підібрані в пари з близькими значеннями початкового струму стоку і напруги відсічки.

Вхід підсилювача закорачіваются, до виходу підключають акустичну систему (АС) або вимірювальний прилад, а сигнал від джерела (генератора сигналів або джерела музичної програми, багатої низько-і високочастотними складовими) з високоомним виходом подають у вузлову точку В, імітуючи сигнал спотворень. Загальний провід джерела з'єднують із загальним

 

 

проводом підсилювача. Регулюванням R58 добиваються максимального ослаблення сигналу на виході підсилювача. Підбором R57C15 покращують придушення високочастотних складових спектра сигналу.

Налаштувавши перший контур МПОС, відключають його від точки А, а джерело-імітатор спотворень – від точки В. Вихід імітатора підключають паралельно резистору R35 і налаштовують другий контур МПОС аналогічно першому. Після цього знову підключають перший контур МПОС і спостерігають додаткове придушення сигналу.

На завершальному етапі проводять пряму перевірку придушення НИ в підсилювачі. Досить виміряти лише коефіцієнт інтермодуляційних спотворень ОІ, оскільки при досить малих його значеннях коефіцієнт гармонійних спотворень завідомо неприйнятний. Відповідно до методики [3] на вхід підсилювача подають два синусоїдальних сигналу з частотою 25-30 кГц і різницею частот 1 кГц при однаковій амплітуді, не перевищує половини номінальної, і оцінюють рівень звуку, який відтворюється АС. При відключених контурах МПОС

 

 

можна розчути дуже тихий звук (відповідний 0і = 0,005%), який при їх підключенні повністю зникає.

Для наочної демонстрації придушення НИ можна тимчасово збільшити нелінійність базового підсилювача шляхом підключення ланцюжка з послідовно з'єднаних діода в проводяться напрямку (Наприклад, Д9) і резистора опором 47 кОм паралельно резистору R9. При цьому ОІ базового підсилювача зростає приблизно до 0,5%, комбінаційна частота стає чітко помітною, і можна більш впевнено судити про її придушенні при підключенні контурів МПОС.

З таких вимірювань випливає, що кожен з контурів МПОС пригнічує спотворення не менш ніж на 30 дБ, а обидва вони разом – майже на 60 дБ, так що НІ всього підсилювача виміряти звичайними методами неможливо через їх вкрай малої величини, а можна тільки оцінити з урахуванням ОІ базового підсилювача, зменшеного на три порядки, що дає фантастичну величину 0і = 0,00001%)!

Слід відзначити ще одну позитивну сторону застосування МПОС в підсилювачі. Так як при припиненні дії загальної ООС коефіцієнт посилення через дію ПОС прагне зростати, то при затримках сигналу в ланцюзі ООС контури МПОС стають фактично форсують коригуючими пристроями, які прискорюють процеси в системі і зменшують фазовий зсув між вхідним і вихідним сигналами [4]. Завдяки цьому поліпшується якість перехідного процесу, що також сприяє зменшенню спотворень.

Суб'єктивне враження від роботи даного підсилювача важко передати словами, потрібно чути чистоту і прозорість його звучання. У цьому відношенні він не тільки не поступається ламповим підсилювачам, але і помітно перевершує їх, не вносячи в звукову картину практично нічого "від себе". Досвід його експлуатації протягом 5 років показав надійність конструкції, а періодичні перевірки – хорошу стабільність налаштування і збереження точності компенсації спотворень в заданих межах без додаткових регулювань.

Друковані плати виконані з фольгованого текстоліту. Розмір плати основного каналу (мал. 5) 150 х 105 мм, модулів МПОС (рис.6) 105 х 30 мм. Після розпаювання всіх деталей модулі МПОС встановлюють на основну плату вздовж напрямків, зазначених стрілками на рис.1. Відповідні друковані провідники плат з'єднуються згідно принципової схеми за допомогою дротяних перемичок. Шини загального проводу можна з'єднати за допомогою дротяних розтяжок, які утримують плати у взаємно перпендикулярному положенні.

Відключення та підключення контурів МПОС при налаштуванні проводиться перемичками між вузловими точками А, Б та відповідними точками модулів МПОС.

Для стерео підсилювача плати основного каналу і модулів МПОС мають удвічі більшу ширину – не 105, а 210 мм, і на них нанесені по два однакових малюнка.

Компонуванні підсилювача слід приділити особливу увагу. Провід, що з'єднують підсилювач з блоком харчування, повинні бути максимально короткими і великого перерізу. Особливо це стосується дроти, з'єднує шину загального проводу друкованої плати з «нулем» блоку живлення – точкою з'єднання конденсаторів фільтру. Якщо з якихось причин останню вимогу неможливо виконати, то «земляні» висновки конденсаторів С13, С14 краще не поєднувати з загальним проводом на платі, а, закоротив між собою, з'єднати з «нулем» блоку живлення окремим проводом. До цього ж місця підключаються і дроти від акустичних систем, як показано на рис.7.

Якість компонування стереопідсилювач легко перевірити, навантажуючи один його канал 4-омним еквівалентом навантаження і подаючи на вхід цього каналу меандр з частотою 2000 Гц, а контроль проводити по АС другого каналу, вхід якого закорочений. При правильній компоновці сигналу з частотою меандру в АС не повинно бути. Якщо це не так, значить, є паразитні зв'язку через загальний опір в ланцюгах живлення або через електромагнітні поля. У цьому випадку слід якнайдалі рознести дроти, що йдуть від виходів каналів до акустичних систем, змінити взаємне розташування проводів, уточнити розташування «Нуля» блоку живлення. Література

 

   Література:

 

1. Матюшкин В.П. Лінійний підсилювач. Заявки СРСР № 3953496/09 (128108) від 10.09.85, № 3970534/09 (145914) від 23.10.85 М. кл. H03F 1 / 32, 1 / 26.

2. Проектування транзисторних підсилювачів звукових частот / Н.Л. Безладнов, Б. Я. Герценштейн, В.І. Кожанов та ін-М.: Связь, 1976.

3. Костін В. психоакустические критерії якості звучання і вибір параметрів УМЗЧ / / Радіо. – 1987 .- № 12 .- С40-43.

4. Хлипало Є.І. Розрахунок та проектування нелінійних коригувальних пристроїв в автоматичних системах. – Л.: Енергоіздат, 1982. ®

 

Відповіді Матюшкина В.П. на питання тих, хто хоче повторити конструкцію підсилювача

– Яка швидкість наростання вихідної напруги? Відповідь: Швидкість наростання вихідної напруги не менше 20 В / мкс при включеній ООС.

-Яка величина коефіцієнта підсилення? Відповідь: Величина Ку визначається величиною коефіцієнта передачі ланцюга ООС (обратна їй) і на звукових частотах – головним чином ставленням R14/R10 (R15/R13). Виміряна його величина близько 86.

– Яка максимальна напруга допустимо на вході підсилювача без погіршення його характеристик?

Відповідь: При обмеженні піків сигналу у вихідному каскаді спотворення не компенсуються, оскільки «виправляє» напруга ланок МПОС вже не може змінити івих. У такі моменти параметри підсилювача відповідають підсилювача без МПОС в режимі обмеження, і спотворення значні. Отже, івх не повинно бути більше номінального.

– Чи можна уникнути використання емітерний повторювачів, тобто скоротити шлях проходження сигналу?

Відповідь: Без емітерний повторювачів обійтися не можна. Вони необхідні для узгодження високого Rвих буферного каскаду і ланки МПОС з порівняно низьким Rвх підсилювача напруги. Крім того, ЕП потрібні для посилення сигналу по струму, тому що тільки вони разом з VT11, VT12 визначають струм розгойдування кінцевого каскаду (VT13, VT14 по струму не підсилюють, т.к. включені за схемою з ПРО).

– Чи можна знизити відношення сигнал / шум за рахунок застосування в УМЗЧ польових транзисторів. Якщо так, то яких і в яких каскадах? Відповідь: У перших каскадах каналу посилення необхідно застосовувати комплементарні пари польових транзисторів з граничною частотою посилення не менше 200 МГц. У ланках МПОС цілком можливе застосування низькочастотних транзисторів, однак для основного каналу вони не підходять.

В принципі весь УМЗЧ можна виконати на польових транзисторах, але це буде вже інша конструкція.

– Чи можна збільшити вихідну потужність УМЗЧ, тобто кількість вихідних транзисторів?

Найбільш простий варіант – використання замість VT21, VT22 більш сучасних і потужних КТ8101, КТ8102 і збільшення напруги живлення до ± 46 В. Тоді як VT13, VT14 потрібно використовувати КТ502Е, КТ503Е. Опір резисторів R46, R47 потрібно збільшити до 1,5 кОм, а R36, R37 – до 5,1 кОм. Бажано збільшити ємність конденсаторів в блоці живлення. Можливо також знадобиться змінити номінали коригувальних елементів C5, C6, C8, C9, R18 для забезпечення стійкості. В результаті номінальна потужність зростає принаймні до 150 Вт на навантаженні 4 Ом при номінальній вхідній напрузі ~ 0,4 В.

– Яким має бути блок живлення УМЗЧ: стабілізованою чи ні?

Відповідь: Блок живлення – нестабілізованим двополярний випрямляч з ємностями конденсаторів фільтра 10000 мкФ. Застосування імпульсних джерел живлення небажано, оскіль

ку вони створюють значні ВЧ наводки на кола УМЗЧ.

– Яка повинна бути площа тепловідводів транзисторів VT19-VT22?

Відповідь: Площа поверхні радіаторів вихідних транзисторів повинна бути не менше 400 см2. У більш потужному варіанті УМЗЧ (див. вище) вона повинна бути збільшена до 600 см2. У цьому випадку слід забезпечити невеликими тепловідведення з листового алюмінію товщиною 1,5 мм розміром 2х3 см2 і транзистори VT19, VT20.

– Якими діодами можна замінити КД520А?

Відповідь: Вони можуть бути замінені іншими кремнієвими діодами, наприклад, серій КД503, Д219, Д220. Оскільки вони визначають робочі точки відповідних транзисторів, потрібно перевірити колекторний струм VT11, VT12, VT13, VT14 в режимі мовчання, величина якого повинна бути близько 5 мА і не більше. Якщо він значно менше, можна збільшити кількість послідовно з'єднаних діодів в порівнянні зі схемою, якщо струм більше-зменшити опір резисторів R28, R29 (для зменшення 1к VT11, VT12) і збільшити опір резисторів R32, R35 (для зменшення 1к VT13, VT14).

– Чи можлива заміна підлаштування резисторів R7, R20, R31, R53, R67 дротяними типу СП-5?

Відповідь: Використання дротяних резисторів як підлаштування вкрай небажано через їх підвищеної паразитної індуктивності, яка може викликати істотні порушення в роботі каскадів.

– Яке має бути опір джерела сигналів для налаштування підсилювача?

Відповідь: Вихідний опір джерела сигналів, що підключається до вузлової точки, повинно бути не менше десятків кіло, але при дуже великому Rвих зменшується реєстрований сигнал. Я налаштовував підсилювач, підключаючи джерело сигналу через резистор опором 16 – 20 кОм. При налаштуванні другого контуру Rвих потрібно зменшити до ~ 2 кОм, а вихідна напруга джерела збільшити до декількох вольт, оскільки при цьому реєстрований сигнал істотно менше, ніж при налаштуванні першого контуру.

– Який допустимий рівень постійної складової на виході підсилювача в точках А і В?

Відповідь: На виході УМЗЧ рівень постійної складової повинен бути якомога ближче до нуля. Допустимим можна вважати 20 – 50 мВ. У точках А і В рівень постійної складової може бути нульовим тільки при ідеальній комплементарності пар транзисторів VT5, VT6 і VT9, VT10. Оскільки насправді розкид вхідних характеристик досягає десятих доль вольта, то і згаданий рівень повинен відрізнятися від нуля на величину цього розкиду, якщо більш пріоритетним (як в даному випадку) є підтримка однакових струмів колекторів в кожній з пар транзисторів. Наявність постійної складової в цих точках не имет принципового значення.

– Чи можлива підстроювання струмів колекторів транзисторів VT11, VT12 резисторами R33, R34 (підстроювання резисторами R28, R29 неможлива)?

Відповідь: Чи можлива, але не бажана, тому що коефіцієнт передачі каналу посилення сильно залежить від опорів резисторів R33, R34, і зміна їх може привести до самозбудження, для усунення якого потрібно змінити номінали інших елементів корекції. Слід діяти, як вказано в РА2/99 (с. 12). Зауважу, що при R28 = R29 = 0 1к транзисторів VT11, VT12 теж дорівнюватиме нулю, тому зменшити струм колекторів зменшенням опорів резисторів R28 і R29 завжди можна. Важливо змінювати опору однаково й одночасно. Якщо це не вдається, то або несправні транзистори, або потенціал у точці У занадто великий, і його потрібно відрегулювати за допомогою R31.

– Яка причина того, що другий контур МПОС (VT29-VT32) не вдається налаштувати? Випробування проводилися в обох каналах підсилювача, всі елементи МПОС справні, напруги на транзисторах відповідають рекомендованим в статті. Відповідь: В-контур МПОС налаштувати складніше, хоча принцип настройки однаковий. По-перше, важко отримати значний рівень сигналу на виході підсилювача. По-друге, при підключенні імітатора до підсилювача напруги і кінцевого каскаду легко наступає самозбудження, а навіть при незначному порушенні R67 вже практично не діє. Тому при налагодженні потрібно контролювати відсутність генерацій. По-контур можна налаштувати по мінімуму нелінійних спотворень при проведенні експерименту, описаного в кінці статті. Номінали елементів схеми вибрані так, що навіть без налаштування точність установки а1, у1 порядку 10%, і завдання зводиться до досягнення максимально можливого ефекту.

– Чи потрібна підбирати транзистори за коефіцієнтом підсилення?

Відповідь: Біполярні транзистори (в основному каналі посилення) підбирати не треба. Польові транзистори (в контурах МПОС) бажано підібрати за значеннями початкового струму стоку і напруги відсічення.

– Ваші міркування і рекомендації щодо повторюваності підсилювача?

Відповідь: Спочатку був зібраний один УМЗЧ. Після доведення схеми вона була повторена як другий канал стереопідсилювач. Він був працездатний і мав близькі до першого характеристики без підбору елементів (не рахуючи польових транзисторів). Це свідчить про хорошу повторюваності конструкції. Радіоаматор з м. Житомира Дубченко Р. зібрав підсилювач, слухає його з акустикою S-90 і задоволений звучанням. Повідомив, що у нього вийшли практично всі експерименти з контурами МПОС (налагодження та придушення спотворень), описані в статті.

– Які заходи необхідні для усунення порушення та забезпечення нормальної роботи підсилювача без контурів МПОС і з ними? Помічено, що без контурів МПОС, без навантаження і вхідного сигналу на екрані осцилографа (на межі 10 мВ) спостерігається "паразитна" синусоїда. З еквівалентом навантаження

(Дротове опір 8 Ом) і при збільшенні вхідного сигналу підсилювач збуджується (без контурів МПОС). З відкритим входом (як з навантаженням, так і без неї) теж порушується, причому з підключенням контурів МПОС збудження дуже сильно зростає. При відтворенні звукового сигналу (без контурів МПОС) з акустикою на невеликої потужності (~ 5 Вт) звучання підсилювача дуже хороше, але в паузах прослуховується шум.

Відповідь: Судячи за симптомами, проблеми не в самому підсилювачі, а від неправильної стикування його з джерелом сигналу (ІС), блоком живлення (БП) і навантаженням. Вхідний опір підсилювача порівняно велике, тому його вхід чутливий до наведенням. Вхідний сигнал слід подавати за екранованому кабелю. З закороченому входом "паразитної" синусоїди не повинно бути. Якщо вона є, то це наводка по входу чи, можливо, неякісний БП. Наведення знижуються при зменшенні Rвих ІВ, яке повинно бути не більше 600 Ом. Порушення при підключенні навантаження може виникати через паразитної ОС через загальний провід. Ні в якому разі не можна переносити "земляний" висновок навантаження до загальної шини друкованої плати. Колекторний провід кожного вихідного транзистора потрібно звити в один джгут з емітерний, базовий провід залишити вільним. Якщо довжина проводів більше 10 см, слід вкоротити їх. Шум зникає після підключення першого контуру МПОС до точки А. До цього він, дійсно, відчутний. Однак поки підсилювач не налагоджений, контури МПОС підключати не слід. Спочатку треба добитися стійкої роботи підсилювача на еквівалент навантаження і тільки потім підключати АС.

– Які транзистори серій КП103 і КП303 можна застосовувати, який допустимий розкид їх параметрів і яке номінальну напругу між стоком і витоком?

Відповідь: Можна застосовувати транзистори КП103Е, Ж, І; КП303А, Б, Ж з розкидом параметрів 20-30%. ісі.ном ~ 9 В. Наводимо також відповіді автора навопрос за статтею В. П. Матюшкіна "фізіологічен-ське регулювання тембру "(див. нижче)

– Яку функціональну залежність повинен мати змінний резистор R15 (рис.4, а)?

Відповідь: Краще використовувати змінні резистори R14, R15 з лінійною характеристикою регулювання.

– Які схеми попереднього підсилювача, регуляторів гучності і стереобаланса застосував автор?

Відповідь: Можна використовувати будь-які схеми цих пристроїв.

– Чи є криві на графіку рис.4, б у високочастотній області продовженням кривих у низькочастотної (криві 0, 1, 2)? Відповідь: Високочастотні частини АЧХ на рис.4, б показним при різних положеннях движка R15 для ілюстрації їх характерної форми. Вид їх при f>> 1 кГц практично не залежить від положення перемикача SA1. Іншими словами, регулювання тембру НЧ і ВЧ не залежать одне від одного, як у звичайних регуляторах тембру. ®