В. П. Матюшкін, м. Дрогобич

Пропонована автором конструкція ПУ використовується в складі звуковідтворювального комплексу разом з УМЗЧ, описаним у статті "Сверхлінейний УМЗЧ класу High-End на транзисторах".

Порівнюються особливості спектра нелінійних спотворень в підсилювачах з різною частотою зрізу АЧХ. Показано, що пристрої на операційних підсилювачах збагачують звуковий сигнал вищими гармоніками, тому їх застосування в аудіокомплексу особливо високої якості небажано. Представлена ??конструкція малошумящего високолінійних попереднього підсилювача з великою частотою зрізу і блоками регулювань гучності і тембру.

При використанні пасивних регуляторів тембру (РТ) і достатньої чутливості УМЗЧ призначенням попереднього підсилювача ЗЧ (ПУЗЧ) залишається компенсація внесеного РТ ослаблення усиливаемого сигналу і узгодження вхідних та вихідних опорів різних ланок тракту між собою. Ця функція належить лінійним малошумящим каскадам посилення з високим (десятки-сотні кОм) вхідним та низьким (Не більше 600 Ом) вихідним опором. Такі значення необхідні, щоб не вносилися похибки в характеристики регулювання РТ і регулятора гучності (РГ) і не чинився вплив на характеристики джерел сигналу.

Відомі автору конструкції ПУЗЧ не задовольняють збільшеним до них вимогам. Якщо раніше при відтворенні грамофонній або магнітофонного запису було цілком достатньо, щоб відносний рівень шуму ПУЗЧ був близько -80 …- 85 дБ, що не гірше, ніж у джерел сигналу, то при прослуховуванні компакт-дисків, коли "мертва тиша" в паузах наповнюється прикрим шипінням, такий шум вже стає настирливої ??перешкодою. Залишають бажати кращого і інші параметри, особливо у ПУЗЧ, виконаних з використанням операційних підсилювачів (ОУ).

Низька (десятки-сотні герц) власна частота зрізу ОУ fc обумовлює не найкращу перехідну характеристику, що визначає вірність передачі фронту імпульсних сигналів. Така fc змушує зважати на можливість виникнення динамічних спотворень, а також призводить до зменшення глибини ООС із зростанням частоти, тобто до зростання нелінійних спотворень (НІ). Погіршення придушення спотворень сигналу починається в ОУ, охопленому ООС, з частоти його зрізу to і відбувається приблизно прямо пропорційно частоті. Наприклад, якщо fc <500 Гц і при посиленні сигналу з частотою fA = 1 кГц отриманий рівень другої гармоніки (на частоті 2 кГц) 0,001%, то при посиленні рівного по амплітуді сигналу з частотою fB = 8 кГц рівень другої гармоніки (на частоті 16 кГц) буде приблизно в fB / fA = 8 разів більше, що дає вже не такі благополучні спотворення (0,008%). Однак це ще тільки півбіди.

Ще гірше те, що разом з цим змінюється співвідношення між гармоніками одного і того ж сигналу на користь гармонік вищого порядку. Це стосується НИ, що генеруються тими каскадами ОУ (насамперед, вихідними, через значущості їх вкладу в загальний рівень НИ), які слідують за каскадом, що формує злам АЧХ на частоті fc. Спотворення цих каскадів і будемо мати на увазі далі (в перших каскадах ОУ процеси мають свої особливості).

На рис.1 показані частотні залежності відношення коефіцієнта НИ по гармоніці n> 2 Qn до коефіцієнта НИ по другій гармоніці Q2, наведених до такого ж відношенню для ОУ без ООС Qn/Q2. Пряма 1 відповідає ОУ без ООС, пряма 2 – ОУ із замкнутою петлею ООС. Пряма 1 відповідає також підсилювача, що має високу частоту зрізу fc '>> 20 кГц, причому байдуже, включена ООС чи ні. Як видно, УЗЧ на ОУ збагачує спектр НИ гармоніками вищих порядків. Спостережувану реально картину згладжує лише те, що вихідні (без ООС) амплітуди гармонік самі звичайно зменшуються із зростанням їх номери n, тому реєстровані при вимірах продукти спотворень залежать не так від частоти. Зрозуміло, що картина, аналогічна рис.1, має місце і для компонентів інтермодуляційних спотворень різних порядків.

Як відомо, якість звучання залежить не тільки від амплітуд гармонік різного порядку, а й від співвідношення між ними: бажано, щоб із зростанням номера гармоніки її амплітуда досить швидко спадала, інакше звучання стає жорстким, набуває неприємний металевий відтінок. З рис.1 видно, що УЗЧ на ОУ діє в прямо протилежному напрямку, причому практично у всьому звуковому діапазоні, виключаючи лише самі низькі частоти (і це стосується, звичайно, не тільки ПУЗЧ, але і підсилювачів потужності). І якщо регулятор тембру НЧ, піднімаючи АЧХ тракту на частотах, нижче 1 кГц, в якійсь мірі відновлює співвідношення між гармоніками в діапазоні нахилу ділянки своєї АЧХ, то підйом високих частот регулятором тембру ВЧ ще більше посилює порушення співвідношення між ними на частотах понад 1 кГц.

 

 

Таким чином, горезвісне "транзисторне звучання" починає зароджуватися ще в ПУЗЧ, виконаних на ОУ. Тому захоплення такими схемами, незважаючи на всі зручності і спрощення при використанні ОУ, йде на шкоду якості звуковідтворення. І немає нічого дивного в тому, що вони звучать гірше лампових підсилювачів, які мають, як правило, досить високу fc (що можливо завдяки відносно неглибокої ООС) і до того ж сприятливий спектр генеруються лампами гармонік (не вище п'ятого порядку).

Для отримання сприятливого спектру НИ транзисторний підсилювач до охоплення ООС повинен мати частоту зрізу fc '> 20 кГц (рис.2, крива 1). Ця вимога вдало узгоджується і з умовою відсутність динамічних спотворень. Цікавою разом з цим виглядає можливість додаткового поліпшення спектру гармонік і наближення його характеру до лампового шляхом специфічної корекції, що полягає в підйомі вихідної (без ООС) АЧХ із зростанням частоти в звуковому діапазоні або хоча б на деякому його ділянці (рис.2, ламана 3). Крива 2 відповідає нагоди 2 рис.1. Завдяки зменшенню відносної частки ВЧ компонентів в НИ, це дозволило б отримати спектр спотворень на рис.1, крива 3, що має, очевидно, робити звучання більш м'яким. Проте це питання вимагає ще свого вивчення.

Особливо помітними недоліки відомих ПУЗЧ стають при спільній роботі з сучасними високоякісними УМЗЧ, наприклад [1].

При розробці пропонованого ПУЗЧ враховані перераховані міркування, разом з цим бажано досягти максимальної простоти схеми.

Параметри підсилювача (рис.3):

  • Частота зрізу fc 300 кГц
  • Коефіцієнт інтермодуляційних НИ при 11вих <5 В і Rh> 1 кОм в діапазоні 0,02-20 кГц <0,001%
  • Номінальна Iвх 0,25 В
  • Максимальна I вих 9В
  • Рівень шуму (R ^ 0) -103 дБ
  • Зважене значення -109 дБА
  • Вихідний опір <0,1 Ом
  • Фазовий кут при f = 0,1 … 200 кГц <0,1 °
  • Мінімальний опір навантаження R 300 Ом

Підсилювач виконаний за симетричною схемою на комплементарних парах транзисторів, така структура значно підвищує його вихідну лінійність ще до охоплення ООС. Всі транзистори, включаючи вихідні, працюють в режимі класу "А", причому колекторний струм спокою VT7, VT8 близько 10 мА і дозволяє їм зберігати цей режим при опорах навантаження Rh не менше 300 Ом.

Незважаючи на те, що VT5 і VT6 включені за схемою з загальним емітером, їх передавальні характеристики досить линеаризировать значними опорами в емітерний ланцюгах (R15, R16).

Рівень НИ виявився настільки малий, що вирішено було не застосовувати передбачався петлі ЕПОС [1, 3], які значно ускладнили б схему.

Вхідний каскад з метою отримання низького рівня шуму виконаний на польових транзисторах з р-п-переходом. Вхідний опір підсилювача, рівне близько 350 кОм, визначається тільки опорами резисторів R3, R6 (при цьому варто не забути про відповідну зміну ємностей С1, С2, щоб постійні часу ФВЧ R3C1 і R6C2 залишалися колишніми). Подільники напруги R1R2 і R4R5R7 задають робочі точки VT1 ??і VT2, резистор R4 служить для початкової установки нульової напруги на виході підсилювача і після налаштування його можна замінити постійним резистором потрібного опору, причому значення постійної складової на виході підсилювача не настільки критично і може знаходитися в межах ± 200 мВ.

Для отримання великого коефіцієнта підсилення вхідного каскаду і малого шуму застосована динамічне навантаження на польових транзисторах VT3, VT4. Оскільки обидва плеча вхідного каскаду (VT1-VT3 і VT2-VT4) в кінцевому підсумку працюють на загальне навантаження, це дає виграш у рівні шуму 3 дБ. В результаті шум підсилювача виявився приблизно втричі (на 10 дБ) менше, ніж у підсилювачів, вхідний каскад яких виконаний на ОП К157УД2.

 

 

Сигнал ООС з виходу подається в точку з'єднання R13R14. Коефіцієнт передачі ланцюга ООС визначається ланцюжками R10R13C3 і R11R1404 разом з регулятором посилення R12, яким встановлюють коефіцієнт посилення устрою в межах 2-5. При бажанні діапазон регулювання посилення можна розширити зменшенням R10 і R11.

Конденсатори С5-С7 коригують АЧХ підсилювача з метою отримання найкращої перехідної характеристики, але його працездатність зберігається і без них, проте фронт прямокутного імпульсу в їх відсутність набуває невеликий викид, а на "полиці" з'являється пульсація.

Резистори R19, R20 оберігають VT7, VT8 від перевантаження при короткому замиканні на виході.

Режими підсилювача по постійному струму стабілізовані як місцевої (R13, R14, R8, R9, R15, R16), так і глибокої (близько 66 дБ) загальною ООС, завдяки чому температурні коливання і дрейф параметрів елементів мало позначаються на його роботі.

Польові транзистори слід підібрати в пари з початкового струму стоку. У транзисторів VT1, VT2 він повинен бути близько 0,8-1,8 мА, у VT3, VT4 – не менше 5-6 мА. VT1 можна взяти з індексами Б, А, VT2 – з індексами І, Е, Ж, К, VT3, VT4 – з індексами Д, Г, Е, КТ3107 – з індексами Б або І, КТ3102 – відповідно А чи Б, В, Д, VT5-VT8 можна не підбирати

Конденсатори С5, С7 – типів КТ, КД, С1-С4 – К73-16, К73-17, К71-4, К76-5 і т.п. Як С3, С4 можна використовувати електролітичні конденсатори, наприклад, К50-16, К50-6 або імпортні.

Харчування підсилювача – від будь-якого стабілізованого двополярної джерела напруги ± 15 В.

Налагодження зібраного з справних деталей підсилювача нескладно. Підбором R8 і R9 встановлюють зазначені на схемі напруги на стоках VT1 і VT2 (12 ± 0,5 В), а підбором R17, R18 – Напруги на емітера VT7, VT8 (0,8-1,2 В). Паралельно цьому підстроюванням R4 встановлюють близьким до нуля вихідну напругу.

Якщо ж потрібні режими транзисторів відразу встановити не вдається, слід спочатку налагодити окремо вхідний каскад. Для цього вихід підсилювача з'єднують із загальним проводом (щоб відключити загальну ООС) і відключають бази VT5 і VT6 від стоків VT1 і VT2, закорачівая потім ці бази зі своїми емітерами. Після цього домагаються у вхідному каскаді режимів, як зазначено вище. Якщо це вдається, то відновлюють з'єднання схеми і остаточно підбирають R17, R18 і R4.

Схема регулятора гучності і тембру з використанням показаного на рис.3 підсилювача представлена ??на рис.4, де А1, А2 – два таких підсилювача; ФРТ – фізіологічний регулятор тембру [3]; ТКРГ-тонкомпенсірованний регулятор гучності, вихід якого підключається до УМЗЧ. Інфразвукові частоти зрізаються в кожному з підсилювачів А1 і А2 як на вході (ФВЧ R1-R3C1 і R4-R5-R6-C2, рис.3), так і в ланцюзі ООС (R10-R13-C3 і R11-R14-C4), що дає в результаті ФВЧ 4-го порядку (а разом з вхідним ФВЧ УМЗЧ [1] – 5-го порядку), цього достатньо для ефективного придушення низькочастотних перешкод з частотою менше 20 Гц, таких, наприклад, як від викривлення грамплатівок.

В обході ФРТ немає гострої необхідності, тому що його органами регулювання легко отримати строго горизонтальну АЧХ. Проте цю функцію нескладно здійснити, як показано на рис.4, за допомогою перемикача S1 ??і дільника R1R2.

 

 

 

 

 

 

Як R12 (рис.3) використаний здвоєний змінний резистор, "половинки" якого включають в різні канали стереотракта. У каскадах А1 вони включені "синфазно" (опір реостата R12 в обох каналах змінюється в одну сторону при переміщенні движка регулятора) і виконують роль додаткового регулятора рівня, підвищуючи тим самим перевантажувальну здатність ПУЗЧ до 26 дБ і забезпечуючи узгодження АЧХ ТКРГ з рівнем сигналу. У каскадах А2 вони включені "противофазно" (опір R12 в одному каналі збільшується, в іншому зменшується) і грають роль регулятора стереобаланса.

На рис.5 зображена принципова схема ТКРГ, виконаного на здвоєному змінному резисторі з двома відводами типу СП3-30В. Часто в схемах ТКРГ застосовується підключення ланцюгів частотної корекції до движку потенціометра. Рухомі контакти движка не можуть бути ідеальними, і при регулюванні гучності їх опору змінюються від майже нульового до вельми помітного, особливо після тривалої експлуатації. У простому (не тонкомпенсірованном) регуляторі це майже не відчувається, особливо якщо наступний каскад має досить великий вхідний опір, і може проявлятися незначними шерехами при регулюванні.

У ТКРГ з підключенням ланцюгів корекції до движку справи йдуть значно гірше, АЧХ при погіршення контакту може спотворюватися дуже сильно і ставати повністю неприйнятною, часом приголомшуючи слухача різким звуком неприродною забарвлення. Спотвореннями АЧХ страждають і ТКРГ, ланцюги корекції яких підключають як до відведень, так і до движку. У таких ТКРГ навіть при ідеальному постійному контакті движка добре помітні на слух дратівливі зміни АЧХ при проході движка повз відводу.

Пропонований ТКРГ позбавлений цих недоліків, оскільки в ньому до движку потенциометра ланцюга частотної корекції не підключаються. Його АЧХ представлені на рис.6. Вони є хорошим наближенням до необхідних, завдяки детального опрацювання частотно-залежних ланок.

У схемі ТКРГ (і в ФРТ) не можна використовувати електролітичні конденсатори, так як постійна складова напруги на їх обкладках при роботі даних схем дорівнює нулю. Слід використовувати ті ж типи неелектролітіческіх конденсаторів, які вказані в схемі підсилювача. Описаний попередній підсилювач і блок регулювання гучності і тембру при роботі разом з УМЗЧ [1], укомплектовані хорошими акустичними системами, забезпечують чудове звучання.

 

Література

1. Матюшкин В.П. Сверхлінейний УМЗЧ класу Hgh-End на транзисторах / / Радюаматор.-1998 .- № 8.-С.10-11; № 9.-С. 10-11.

2. Матюшкин В.П. Паралельні петлі зворотного зв'язку та їх застосування в УЗЧ / / Рад1оаматор.-2000 .- № 12.-2001, № 1-3. ®