Колмаков Я. А., Вендік І. Б.

Санкт-Петербурзький державний електротехнічний університет «ЛЕТІ» вул. Проф. Попова 5, Санкт-Петербург – 197376, Росія Тел.: (8812) 346-08-67; e-mail: MWLab@eltech.ru Савін А. М.

ЗАТ “Світлана – Електронприлад” пр. Енгельса 27, Санкт-Петербург – 194358, Росія e-mail: electron@svetlana.fi.ru

Анотація – У роботі представлені мікрополоскових і щілинний НВЧ фільтри другого порядку з квазіелліпті-чеський характеристикою. Для завдання нулів передачі симетрично щодо центральної частоти фільтрів використовувалася емкостная зв’язок між збудливими лініями. Представлені результати розрахунку фільтрів і експериментальна АЧХ микрополосковой фільтра.

I. Вступ

Фільтри 2 – 3-го порядку протягом багатьох років використовуються в прийомних трактах радіосистем, у разі, коли критичним параметром є рівень внесених втрат в смузі пропускання фільтра. В останні роки були продемонстровані фільтри другого порядку, які мають симетричними відносно центральної частоти фільтру нулями передачі, що дозволило значно підвищити частотну вибірковість фільтра. Для створення додаткових нулів передачі використовувалися двухмодовие мікрополоскових резонатори досить складної форми [1,2] або спеціальна методика збудження резонаторів [3].

Представлені фільтри другого порядку реалізовані із застосуванням ємнісний перехресної зв’язку між збудливими мікрополоскових лініями, що дає можливість підвищити компактність конструкції.

Рис. 1. (А) Схема зв’язків у фільтрі другого порядку зі зв’язком між входом і виходом. (Ь) Топологія микрополосковой фільтра.

Fig. 1. (a) Coupling scheme of the two-pole filter with source-load coupling, (b) The bandpass microstrip filter layout

Puc. 2. Розрахункова АЧХполосно-проникного фільтру другого порядку.

Fig. 2. Simulated performance of the two-pole bandpass microstrip filter

II. микрополосковой фільтр

Раніше вважалося, що створення додаткових нулів передачі в фільтрі 2-го порядку з використанням перехресної зв’язку неможливо, так як два резонатора і так об’єднані зв’язком і немає резонаторів, зв’язок між якими можна було б вважати перехресної. Також було отримано граничне співвідношення між порядком фільтра і максимально можливим числом нулів передачі, з якого випливає, що різниця між порядком фільтра і числом нулів передачі дорівнює двом [4]. Отже, у фільтра 2-го порядку нулів передачі не може бути. Але як було показано в [5], використання зв’язку між входом і виходом дозволяє розширити можливі способи введення перехресних зв’язків. Зокрема, зв’язок між входом і виходом дозволяє реалізувати симетрично розташовані щодо центральної частоти фільтру нулі передачі навіть у фільтру другого порядку.

Відомо, що для реалізації пари нулів передачі в фільтрі четвертого порядку необхідно ввести перехресну зв’язок між першим і четвертим резонатором [6]. При цьому додаткова зв’язок повинен мати інший тип по відношенню до основної зв’язку. Наприклад, якщо основна зв’язок емкостная, то перехресна повинна бути індуктивної. Цей же принцип можна поширити і на фільтри зі зв’язком між входом (S) і виходом (L), як зображено на рис. 1а. Перехресну зв’язок між входом і виходом найзручніше зробити ємнісний, використовуючи зазор між лініями. У цьому випадку зв’язок між резонаторами повинна бути ін-

Puc. 4. Розрахункова та експериментальна характеристики каскадно-включених смугового і загороджувальному фільтрів.

Fig. 4. Simulated and measured transmission characteristics of cascaded bandpass filter and bandstop filter

дуктівной. Це легко реалізувати, використовуючи згорнуті полуволновий мікрополоскових резонатори. У результаті була розроблена топологія фільтру, представлена ​​на рис. 16.

На рис. 2 показані результати електродинамічного моделювання смугово-проникного фільтру в широкій смузі частот (коефіцієнт передачі

– суцільна лінія, відображення – пунктирна лінія). Паразитні смуги передачі на частотах 6 ГГц і 9 ГГц яскраво виражені і відповідно до вимоги технічного завдання повинні бути придушені.

Для придушення паразитних смуг був використаний смугово-загороджуючий фільтр. Його конструкція зображена на рис. За. Це модифікація відомого смугово-загороджувальному фільтра [7], геометрія якого обрана таким чином, щоб його два нуля передачі потрапляли в другу і третю паразитні смуги передачі смугово-проникного фільтру. Коефіцієнти передачі (суцільна лінія) та відображення (пунктирна лінія) цього фільтра показані на рис. 36.

Рис. 5. Фотографія каскадно-включених смугового і загороджувальному фільтрів.

Frequency (GHz)

Puc. 3. Розрахункова АЧХ і топологія смугово-загороджувальному фільтра.

Fig. 3. Simulated performance of the bandstop filter and filter layout

Fig. 5. Photograph of the cascaded two-pole microstrip bandpass filter and rejection filter

смугово-пропускає і смугово-загороджуючий фільтри були послідовно з’єднані відрізком микрополосковой лінії з хвильовим опором 50 Ом. Результуюча передатна характеристика фільтра (рис. 4, суцільна лінія) в діапазоні частот 4-10 ГГц не має виражених паразитних смуг пропускання і забезпечує придушення не менше 10 дБ.

Кілька зразків фільтрів було виготовлено на підкладках з Полікор товщиною 0.5 мм і площею 30×24 мм2. Мікрополоскових лінії були виконані з міді товщиною 10 мкм з нанесеною плівкою золота завтовшки близько 3 мкм. Фотографія одного із зразків представлена ​​на рис. 5. Виміряні передавальні характеристики фільтрів були зміщені на 10-50 МГц вниз по частоті в порівнянні з розрахунковою. Результати вимірювання передавальної характеристики одного із зразків фільтра після підстроювання представлені на рис. 4 точками. Спостерігається відповідність між розрахунковою і експериментальної характеристиками. Втрати в смузі пропускання не більше 0.3 дБ, смуга пропускання 200 МГц, центральна частота фільтра 3.3 ГГц.

III. Щілинний фільтр

Смуговий фільтр, який складається з двох зв’язаних щілин на одній стороні підкладки і збуджуючих мікрополоскових ліній на іншій стороні, представлений на рис. 6. При побудові топології цього фільтру також використовувалася емкостная зв’язок між збудливими лініями, як і в розглянутому раніше микрополосковой фільтрі. Фільтр проектувався на центральну частоту 10.15 ГГц з відносною шириною смуги пропускання 9% і рівнем внесених втрат 0.5 дБ при обліку втрат в провідниках. Розрахункова передатна характеристика фільтра (рис. 7) має два симетрично розташованих нуля передачі. Цікавою особливістю АЧХ фільтра є слабо вираження друга кратна смуга фільтра. Фільтр розташований на підкладці з Полікор розміром 10×10 мм2 і товщиною 0.5 мм.

Puc. 7. Розрахункова характеристика щілинного фільтра другого порядку.

Рис. 6. Топологія щілинного фільтра другого порядку.

Fig. 6. The two-pole bandpass slotline filter

Fig. 7. Simulated performance of the slotline filter

I. Висновок

Результати розрахунків і вимірювань показують перспективність використання зв’язку між входом і виходом для реалізації нулів передачі у мікро-полоськових фільтрів другого порядку.

II. Список літератури

[1] Raihn К. F “Hey-Shipton G. L. – IEEE MTT-S Digest, pp. 1959-1962, 2002.

[2]   Gorur A. – IEEE Mwicrowave and Wireless Comp. Lett. Vol. 12, No. 10, pp. 386-388, 2002.

[3] Tsai С. М., Lee S. Y., Tsai С. C. – IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Vol. 50, No. 10, 2002, pp. 2362-2367.

[4]  Amari S., Bornemann J. – Proc. Asia-Pacific Microwave Conf., Sydney, 3-6 December 2000, CDROM, Sydney: Causal Productions Pty Ltd, 2000, pp. 1175-1177.

[5]  Amari S. – IEEE Mwicrowave and Wireless Comp. Lett. Vol.

11,  No. 6, 2001, pp. 264-266.

[6]  Hong S., Lancaster M. J. – IEEE Trans. Microwave Theory Tech., Vol. 44., Nov., 1996, pp. 2099-2109.

[7] Matthaei G., Young L, Jones E. М. T. – Microwave filters, impedance-matching networks, and coupling structures, Artech House, 1985.

MICROSTRIP AND SLOTLINE TWO-POLE MICROWAVE FILTERS WITH ADDITIONAL TRANSMISSION ZEROS

Kolmakov Ya. A., Vendik I. B.

St.-Petersburg Electrotechnical University 5, Prof. Popov St., St.-Petersburg – 197376, Russia Savin A. M.

ZAO “SVETLANA-ELECTRONPRIBOR”

27, Engels Ave, St.-Petersburg -194358, Russia

Frequency (GHz)

Abstract – This paper presents microstrip and slotline two- pole filters, which exhibit two finite symmetrical transmission zeros. To obtain extra transmission zeros, a source-load coupling is used in both cases. The microstrip filter has a center frequency of

3.3   GHz and a fractional bandwidth of 6%. The measured insertion loss is less than 0.35 dB. The bandstop filter is used for improving rejection performance of the microstrip filter. The simulated performance of the slotline filter is also presented.

I.  Introduction

Second order filters are very attractive for front-end part of wireless system in a case of low insertion loss and compact size required. Selectivity of filters can be improved using additional transmission zeros. A planar two-pole microstrip filter which has two finite transmission zeros can be realized using dual-mode resonator [1,2] or 0° feed structure [3]. Filters described in this paper have transmission zeros, which are realized using coupling between input and output microstrip lines.

II.  Microstrip filter

Quadruplet coupling structure is well known for a design of the filter with two symmetrical transmission zeros [5]. Taking into account source-load coupling gives a chance to realize quadrupled in a second order filter [4]. Coupling scheme of two- pole filter with source-load coupling is shown in Fig. 1a. The dark dots represent resonators. The white dots are source (S) and load (L). Solid line is the direct coupling between adjacent resonators, dashed line is the source-load coupling.

Fig. 1b demonstrates the layout of a developed quasi- elliptic microstrip bandpass filter. The simulated wide band performance obtained using full-wave EM simulator is shown in Fig. 2. The filter exhibits a fractional bandwidth of 6% at 3.3 GHz.

For the spurious passband suppression we used the bandstop filter [6]. The simulated performance of the bandstop filter and layout are shown in Fig. 3. Fig. 4 shows the simulated and measured (dark dots) performance of cascade connection of bandpass filter and bandstop filter. There is a very good coincidence between the simulated and measured data. Second and third spurious passbands have been rejected. Insertion loss in the midband is about 0.35 dB. The measured 0.3 dB bandpass width is 200 MHz; the filter is centered at 3.285 GHz. Fig. 5 is a photograph of the fabricated cascaded microstrip bandpass and bandstop filters.

III.  Slotline filter

The slotline filter, which consists of two coupled slots on the bottom side of the substrate and the microstrip feeding line on the topside is shown in Fig. 6. The performance of the filter obtained using EM simulator is shown in Fig. 7. The filter has a center frequency of 10.15 GHz, a fractional bandwidth of 9%, and minimum insertion loss of approximately 0.5 dB. The size of the filter is 10×10 mm2. The substrate used in the simulation has the dielectric constant of 9.8 and a thickness of 0.5 mm.

IV.  Conclusion

The results of design and investigation of bandpass filters are presented. Using a combination of magnetic coupling between the resonators and capacitive source-load coupling allows realizing two symmetrical transmission zeros, which improve selectivity of microstrip or slotline two-pole filters. The microstrip filter configuration has been fabricated. The measured results show good agreement with theoretical prediction.

Анотація – Розглянуто швидкодіючий СВЧ модулятор фази несучої частоти L діапазону на основі зосереджених сегнетоелектричних елементів. Відгук модулятора на імпульси керуючого напруги відповідає часам порядку одиниць наносекунд.

I. Вступ

У сучасних системах мобільного зв’язку найбільша частина вартості припадає на ланцюги і пристрої НВЧ. Ці витрати можуть бути значно скорочені за рахунок впровадження нових методів модуляції. Метод прямої модуляції НВЧ несучої без використання перетворення частоти (тобто виключає ряд змішувальних каскадів з підсилювачами) дозволяє спростити схемні рішення і знизити вартість НВЧ пристроїв. Крім того, СВЧ пристрої, що застосовуються в приймально-передавальних антенних системах базових станцій підвищеної дальності, повинні витримувати високі рівні НВЧ потужності. Використання електрично перебудовуються нелінійних матеріалів (сегнетоелектриків) дозволяє задовольнити даним вимогам. Цей доповідь присвячена швидкодіючому СВЧ модулятору фази несучої частоти L діапазону на основі зосереджених сегнетоелектричних елементів.

II. Основна частина

В даний час цифрові способи фазової модуляції розглядаються як найбільш перспективні, тому що забезпечують найбільшу завадостійкість, швидкість передачі інформації, ємність каналу передачі. Традиційно ферити і pin діоди використовуються в схемах фазової модуляції. Однак, розвиток техніки зв’язку в область більш високих частот (аж до міліметрового діапазону хвиль) неминуче супроводжується пошуком нових керуючих елементів. СВЧ елементи на тонких плівках нелінійних діелектриків можуть по ряду параметрів (швидкодія, вартість, простота управління) виявитися кращим традиційно використовуваних [1,2].

При створенні фазового модулятора на частоти L діапазону переважно, в силу ряду причин, використовувати зосереджені елементи. Конструкція модулятора включає в себе 3-дБ спрямований відгалужувач на основі тришарової структури, навантажений ідентичними фазовращателямі відбивного типу. Кожен фазовращатель являє собою послідовний коливальний контур, що складається з індуктивності і нелінійної сегнето-електричної ємності. Крім того, у схемі модулятора передбачені ланцюга подачі керуючих імпульсів.

На рис. 1 показані експериментальні частотні характеристики фазового модулятора для фазових станів 0 ° і 180 °. Модулятор продемонстрував втрати S21 = -1.3 +0.3 дБ при рівні узгодження S11 не гірше -20 ДБ.

Рис. 1. Експериментальні характеристики 0/180 ° фазового модулятора для фазових станів 0 ° і 180 °

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології»