Бєляєв Б. А., лексико А. А. Інститут Фізики ім. Л. В. Киренського СО РАН Академмістечко, Красноярськ – 660036, Росія Тел.: 3912-494591; e-mail: Belyaev@iph.krasn.ru Лексико Ан. А.

Красноярський державний університет пр. Вільний, 79, Красноярськ – 660041, Росія

Анотація – Досліджено смуговий фільтр на нерегулярних мікрополоскових резонаторах з варакторной перебудовою по частоті. Перебудова збільшується з ростом стрибка хвильового опору між відрізками регулярних ліній, що утворюють резонатори. Максимум перебудови має місце при електричної довжині високоомного відрізка вдвічі меншою низкоомного. Показана можливість збереження абсолютної ширини смуги пропускання при перебудові фільтра в широкому діапазоні частот.

I. Вступ

смугово-пропускають фільтри на мікрополоскових резонаторах (МПР) з варакторной перебудовою частоти відрізняються простотою, мініатюрністю і технологічністю у виробництві. Їх перевагою є і гарне згоду експерименту з високошвидкісним чисельним аналізом, проведеним у квазістатичному наближенні, що дозволяє створювати ефективні системи з автоматизованого проектування пристроїв [1]. Важливо відзначити, що спеціально створені нерегулярності в МПР не тільки покращують частотно-селективні властивості фільтрів, але і значно збільшують їх перебудову [2, 3]. Тому дослідження конструкцій фільтрів на нерегулярних резонаторах з метою досягнення гранично високих характеристик пристрою – важлива і актуальна задача.

На відміну від [3], де досліджено полуволновий, що має форму гантелі, резонатор з варакторной перебудовою, в даній роботі вивчається поведінка спектра власних коливань від конструктивних параметрів четвертьволнового МПР, що складається з двох відрізків мікрополоскових ліній з різним хвильовим опором. Причому, якщо раніше [3] варактора підключався в розрив в центрі провідника з високим хвильовим опором, то в цій роботі він з’єднує кінець високоомного ділянки з екраном. Досліджується поведінка ам-плітудно-частотних характеристик (АЧХ) в процесі варакторной перебудови дволанкового фільтра на таких нерегулярних резонаторах.

II. Основна частина

Теоретичне дослідження четвертьволнового резонатора (вставка на рис. 1) проводилося чисельним розрахунком одновимірної моделі, складеної з послідовно з’єднаних регулярних ділянок мікрополоскових ліній, параметри яких визначалися в квазістатичному наближенні. На верхній частині рис. 1 представлені залежності власних частот першої та другої моди коливань від відносної електричної довжини високоомного ділянки нерегулярного резонатора 02 / (01 +02), смуга провідник якого довжиною / = 20 mm, wi = 5 mm, W2 = 0.5 mm, при діелектричної проникності підкладки 8 = 80. Суцільні лінії побудовані для ем

кістки варактора С = з, а штрихові – для С = 0. Ці лінії відповідають нижньої і верхньої меж

Рис. 4.

(Fig. 4.;

Таким чином, діапазон перебудови мікрополоскових резонаторів з варакторним управлінням частоти збільшується в кілька разів, якщо вони утворені відрізками ліній з різним хвильовим опором. Однак для отримання максимальної перебудови, як і раніше в разі напівхвильового МПР [3], необхідно виконати дві умови. По-перше, електрична довжина високоомних відрізків повинна бути в два рази менше електричної довжини низькоомних відрізків, а, по-друге, необхідно забезпечити найбільшу відмінність хвильових опорів цих відрізків. Розглянута конструкція перебудовується МПР дозволяє реалізувати фільтр з монотонно збільшується, монотонно зменшується і майже незмінною шириною смуги пропускання при його перебудові в заданому діапазоні частот.

IV. Список літератури

[1] Бєляєв Б. А., Нікітіна М. І. та др.Н Изв. АН, Теорія і системи управління. № 2, 2000. С. 96.

[2] Бєляєв Б. А., Тюрньо В. В. Перебудовуються смуга резонатор. А.С. СРСР № 1569924, Б.І. № 21, 1990.

[3] Бєляєв Б. А., Тюрньо В. В. та ін Дослідження мікрополоскових резонаторів і пристроїв НВЧ на їх основі. Частина 2. / / Препринт № 448Ф, Інститут фізики СО АН, Красноярськ, 1987, 44 с.

OPTIMIZED MICROSTRIP FILTER WITH VARACTOR-CONTROLLED TUNING

Belyaev B. A., Leksikov A. A.

Institute of Physics Akademgorodok, Krasnoyarsk – 660036, Russia e-mail: Belyaev@iph.krasn.ru Leksikov An. A.

Krasnoyarsk State University

79, Svobodny Ave., Krasnoyarsk – 660041, Russia

Abstract – Band-pass filter on the base of irregular microstrip varactor-tuned resonators is studied. The amplitude of the tuning rises with growth of the impedance step between microstrip lines forming the resonator. Maximum of tuning takes place at the ratio of low-impedance part length to high-impedance part length to be %. Ability is demonstrated to design a filter with a constant absolute bandwidth on filter tuning.

I.  Introduction

Band-pass filters on the base of microstrip resonators (MSR) with varactor tuning are small, easy in manufacturing and easy in calculating with using the quasi-TEM approximation that gives an opportunity of creating effective systems of their computer-aided design [1]. Purposely formed irregularities of MSR not only improve the selectivity of filters, but also increase the tuning amplitude [2, 3]. In the present work the behavior of spectrum of natural oscillations in quarter-wave tunable resonator consisting of two microstrip lines of various wave impedance with the varactor connected between the high-impedance line and the “earth”, is investigated. An influence of tuning of two- pole filters on their frequency response is studied too.

II.  Main part

There is shown a model of tunable microstrip resonator with defining the designing parameters in the inset of Fig. 1, where З is either variable capacitor or varactor. In the upper part of Fig. 1 the calculated dependencies of the frequencies of the first and the second natural modes as functions of relative electrical length of high-impedance line 92/ (9i +02) are represented. The resonator parameters were the next: total length 20 mm, МЛ | = 5 mm, w2=0.5 mm, substrate of 1 mm thickness and dielectric constant s=80. The solid lines corresponds to the case of C=°o, and dashed ones to the case of C=0. Obviously the lines are the upper and the lower limits of resonance frequencies in the tuning. In the lower part of Fig.1 calculated curves describing the ratios of the upper frequency limit to the lower frequency limit as functions of 92/(9i+02) are shown too for various steps of line width. It is seen the tuning range rises with the step value growth, and the maximal amplitude of tuning is observed when e2/(9i+02)=1/3 independently on value s and substrate thickness. Fig. 2 shows experimental curves describing relative change of resonant frequency vs. voltage U on the varactor for four resonators. All of them were made on the polycore (s=9.8) substrates of 1 mm thickness and had total length 20 mm. The first and the second resonator were regular, i.e. them had w^=w2, 5 mm and

0. 5 mm correspondingly. The third and the fourth resonators were irregular and had мл, = 5 mm, w2=0.5 mm, with 92«0i and 02«0!/2 correspondingly. It is seen from the figure the step of wave impedance significantly increases the tuning range of the resonator, and the proper choice of the ratio 02/0-! increases the range still more.

Obviously, variation of varactor capacity leads to changes in distributions of MW voltage and current along the resonator. This fact leads to the change of interaction between resonators in a filter when the tuning is being carried out and consequently to the change in their bandwidth. For many applications the tunable filters having constant bandwidth are required. Fig.3 shows a construction, which allows realizing the filter having a required character of bandwidth change. A degree of interaction between resonators in a filter is described by coupling factor K, which may be expressed through the algebraic sum of inductive K^and capacitive Kc coupling factors having opposite signs:

Relation between KL and KL depends on voltage and current distributions along the resonator length and those, in their turn, depend on varactor capacitance. The values KL and KL and relation between them may be varied widely by means of changing the length of bend in the high-impedance line of MSR (see inset in fig.3) and by changing the spacings S-i, S2 and S3. By proper choice of above mentioned sizes one can obtain either an increasing bandwidth (curve 1) or decreasing one (2) or practically unchanging one (3) when the filter is tuning. The filter conductor sizes were the next: resonator total length 20 mm, widths of low-impedance and high-impedance lines 5 and 0.5 mm correspondingly, substrate thickness 1 mm and s=9.8. Variation of varactor capacity in 1-H0 pF interval caused frequency tuning 1.7^0.9 GHz range.

Using hybrid substrate in the varactor-controlled filter one can to widen the tuning range sufficiently. In this case high- impedance line of the resonator is formed on the low s substrate, and low-impedance line is formed on the high s substrate. In Fig. 4 the frequency responses of such filter are shown, whose hybrid substrate consists of two plates: one has s=9.8, another has s=80. Numbers are the capacity values of the varactors. The sizes of the filter conductors were chosen so the bandwidth remained constant (70 MHz) over the whole range of tuning. It is seen, the center frequency of the filter changes more than an octave.

III. Conclusion

The tuning range of microstrip resonators with varactor- controlled frequency may be increased few times, if they consist of lines having different wave impedance. To obtain maximum range of tuning one has to fulfill two conditions. Firstly, the electrical length of high-impedance line has to be one half of the electrical length of low-impedance line. Secondly, the maximal difference between wave impedances of the lines has to be provided. Suggested structure of tunable resonator allows realizing a filter having either smoothly increasing or smoothly decreasing or almost constant bandwidth on its tuning in a given frequency range.

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології»