Мізернік В. Н.1, П’ятак Н. І.2 1 Науковий фізико-технологічний центр, вул. Новгородська, 1, Харків – 61145, Україні 2Харківський національний університет ім. В.Н. Каразіна, пл. Свободи, 4, Харків – 61077 Тел.: 0572-457415; e-mail: scpt@bi.com.ua

Анотація – Побудована сувора теорія розрахунку ам-плітудно-частотних характеристик пов’язаних феррітодіелектріческіх резонаторів в позамежної секції прямокутного хвилеводу. Встановлено найбільш істотні фактори, що впливають на смугові та енергетичні властивості структури. Показано шляхи створення керованих електричним способом СВЧ фільтрів.

I. Вступ

Лінії передачі, з резонансними елементами в позамежної секції мають ряд переваг: високим рівнем узгодження, невеликими дисипативними втратами, можливістю реалізації частотно-селективних пристроїв при відсутності побічних смуг пропускання в діапазоні частот нижче критичної, високим ступенем передбачуваності параметрів і т.д. Поєднання позамежних хвилеводів з хвилеводно-діелектричними резонаторами показало їх великі функціональні можливості щодо поліпшення експлуатаційних характеристик пристроїв техніки НВЧ. Введення хвилевід-но-феритового резонатора в таку секцію дозволяє вирішити одну з важливих прикладних задач, пов’язану зі створенням малогабаритних багатофункціональних пристроїв СВЧ, керованих електричним способом.

II. Основна частина

Досліджувана структура, являє собою відрізок прямокутного хвилеводу меншого поперечного перерізу з пов’язаними феррито-діелект-річескім резонаторами (ФДР), розташований в прямокутному хвилеводі більшого поперечного перерізу (рис. 1). ФДР повністю заповнюють хвилевід меншого поперечного перерізу, кожен з

Рис. 1. Модель волноводной структури.

Fig. 1. Model of the waveguide structure

яких складається з двох шарів (діелектричної підкладки шириною ld і, нанесеного на неї феррі-

тового шару, шириною lf). Хвиля Нр0 одиничної амплітуди падає з плеча /. При вирішенні задачі розглядаємо випадок д / & = 0. Діелектричні проникності ФДР sd і sf – Скалярні величини,

а магнітна проникність – тензор стандартного вигляду [1]. ФДР можуть займати довільні положення в секції, довжина якої дорівнює L. Їх геометричні розміри та матеріальні параметри можуть бути різними. Особливістю структури є наявність хвилеводних відрізків довжиною l [N) і 1(2 Ю,

через які здійснюється зв’язок ФДР з регулярними хвилеводами на вході і виході. Для аналізу електродинамічних характеристик структури використаний метод декомпозиції [2]. Відповідно до цього методу узагальнена матриця розсіювання визначалася через матриці розсіяння елементарних блоків, що представляють собою різні неоднорідності в прямокутному хвилеводі: блок В – стик прямокутних хвилеводів різного поперечного перерізу; блок D – ФДР в хвилеводі, блок С – послідовне з’єднання ФДР – пов’язані ФДР.

Розрахунку матриці розсіяння на стику хвилеводів присвячений ряд робіт, наприклад [3]. В даному випадку при вирішенні задачі використаний польовий метод при довільному співвідношенні довжини хвилі і розмірів хвилеводів. Матриця розсіювання перебувати через коефіцієнти системи лінійних алгебраїчних рівнянь (СЛАР) другого роду.

При вирішенні задачі розсіювання волноводной хвилі на ФДР слід звернути увагу на той факт, що невзаємні властивості фериту і асиметрія їх розташування приводить до необхідності розгляду двох задач. В одному випадку, волноводная хвиля набігає на ФДР з боку фериту, а в іншому – з боку діелектричної підкладки. При вирішенні цих завдань отримані СЛАУ щодо невідомих амплітуд хвилеводних хвиль та знайдено елементи повної матриці розсіяння

(Siqp)~ Невідомі амплітуди розсіяних Hq0

хвиль в У-м плечі при падінні Нр0 -Хвилі з j-го

плеча). З вигляду матричних елементів СЛАУ випливає, що наявність фериту призводить до порушення повного спектра хвиль, як в ФДР, так і хвилеводі.

При розрахунку елементів повної матриці розсіяння розмір підвідних хвилеводів А вибирався таким, щоб у них поширювалася хвиля основна типу Н10. Це ж вимога дотримувалося при

виборі матеріальних параметрів ФДР. Розмір хвилеводу меншого перерізу а вибирався таким, щоб ділянки порожніх хвилеводів в секції для основної хвилі були позамежними.

Проведений чисельний аналіз електродинамічних характеристик структури дозволив визначити ряд чинників, що впливає на форму АЧХ, добротність смуги пропускання, її зсув в область більш низьких або високих частот, рівень пульсацій. Варіація діелектричної проникності і геометричних розмірів ФДР, довжини позамежних ділянок порожніх хвилеводів, зсув ФДР від центру в напрямку “вхід-вихід” призводить до змін АЧХ, аналогічним для всіх

хвилеводно-діелектричних структур [4]. Особливо слід відзначити найбільш суттєві особливості поведінки отриманих характеристик, які притаманні тільки для даної волноводной структури з ФДР. Перш все, звертає на себе увагу той факт, що зменшення величини магнітної проникності / іа призводить до зміщення смуги проходження в область більш низьких частот і збільшення її добротності (рис. 2). Більш того, для значень

/ іа, Що задовольняють умові / іа < (, Іа);. , Де

I

Puc. 3. Управління рівнем пульсацій в смузі пропускання при / іа =0.5, N=2.

Fig. 3. Control of a oscillations level in pass band

ге = А / А спостерігається різка залежність значень коефіцієнта повного проходження при незначній зміні величини / іа. Ці резонанси класифіковані в [5] як хвилеводно-ферритові

Рис. 2. АЧХ для різних значень ца (N=1).

Fig. 2. Frequency characteristics for different values ​​/ ла (N=1)

і обумовлені збудженням на кордоні ферит-діелектрик поверхневої феритової хвилі.

Як приклад на рис. 3 наведені розрахункові АЧХ коефіцієнта відбиття для двох зв’язаних ФДР. Матеріальні параметри та геометричні розміри двох ФДР задавалися однаковими і відповідають даним рис. 2. Зі зменшенням зв’язку між ФДР рівень пульсацій зменшується, в результаті чого характеристики чебишовської типу переходять в максимально плоскі. Центральна частота смуги пропускання залишається практично незмінною.

III. Висновок

Таким чином, при виділених значеннях

(Ma)lim існування хвилеводно-феритових

резонансів і, пов’язаний з ними, характер поведінки АЧХ дає можливість плавного підстроювання смуг прозорості реальних частотно-селективних пристроїв без зміни їх геометрії.

IV. Список літератури

[1] Мікаелян А. А. Теорія і застосування феритів на СВЧ. М.: Госенергоіздат, 1963. С. 663.

[2] Нікольський В. В., Микільська Т. І. декомпозиційний підхід до задач електродинаміки. М.: Наука, 1983.

С. 304.

[3] Кириленко А. А., Яшина Н. П. До строгого розрахунку матриць розсіяння на сходинці в хвилеводі. – Радіотехніка / Харк. ун-т, 1975, вип. 34, С. 166-170.

[4] Капілевіч Б. Ю. Хвилеводні діелектричні фільтри. М.: Связь, 1980. С. 136.

[5]   Mizernik V. N., Pyatak N. I. Waveguides dielectrics resonances in the rectangular waveguide with a transversely magnetized ferrite layer// “Telecommunications and Radio Engineering”, v.54, № 9-10, 2000, p. 31-40.

BOUND FERRITE-DIELECTRIC RESONATORS IN OVER-RANGE SECTION OF THE WAVEGUIDE

Mizernik V. N.1, Pyatak N. I.2

Science Center Physical Technologies

1, Novgorodskaya St., Kharkov – 61145, Ukraine

2   V.N. Karazin Kharkov National University

4,     sq. Freedom, Kharkov-61077, Ukraine e-mail: scpt@bi.com.ua

Abstract — The theory of calculation of amplitude-frequency characteristics of bound ferrite-dielectric resonators in over-range section of the waveguide is created. The most essential factors influential in band and energy properties of the structure are established. Pathways of the VHF filters’ building using electrical means are shown.

I.  Introduction

The transmission lines with resonant units in over-range section have a series of advantages: by a high level of the matching, small dissipative losses, capability of implementation of frequent – selection devices at absence of spurious pass bands in frequency band below critical, high scale of predictability of parameters etc. A combination of over-range waveguides with waveguide-dielectric resonators has shown their major functionalities on enriching operating performances of VHF engineering devices. The introduction of a waveguide-ferrite resonator to such section allows solving one of the important applied problems bound with building of small-sized VHF multifunction devices controlled by an electrical mean.

II.  Main part

The researched structure is shown in Fig. 1. The wave Hp0

drops from a shoulder / . A magnetic conductivity of a ferrite resonator-tensor of a reference kind [1]. For analysis of the electrodynamic characteristics of structure the decomposition technique utilized [2]. According to this method the generalized scattering matrix was determined through scattering matrixes of partial units. A scattering matrix for the joint of waveguides is to be through coefficients of a system of linear algebraic equations [3]. The carried out numerical analysis of the electrodynamic characteristics of structure has allowed determining a number of the factors essentially influential in the form frequency characteristics, Q-factor of pass band, its shift in range lower or high frequencies, level of oscillations. The essential singularities of the obtained characteristics behavior are clarified most which are proper only for the given waveguide structure with ferrite (fig. 2). The paths of control of a level of oscillations in frequencies pass band are shown (Fig. 3).

III. Conclusion

Thus, the existence of waveguide-ferrite resonances and bound with them, the behavior of the characteristics frequencies enables of smoothly varying tuning of bands of transparency of actual frequent-selection devices without change of their geometry.

микрополосковой ФІЛЬТР ГАРМОНІК НА ЧАСТОТУ 2270 МГц

Коропець Є. М., Кострова В. П., Степовенко О. В. Науково-дослідний інститут радіотехнічних вимірювань вул. Академіка Павлова, 271, Харків-61054, Україна Тел.: (0572) 264112, факс: (0572) 264112, e-mail: s112@niiri.kharkov.com

Анотація – запропоновано микрополосковой фільтр гармонік для придушення другої і третьої гармоніки сигналу частотою 2270 МГц, виконаний на матеріалі Флан.

I. Вступ

При розробці апаратури бортових приймачів велика увага приділяється проблемі придушення позасмугового випромінювання з одночасним виконанням жорстких вимог до масо-габаритним параметрам виробів. Пропонується фільтр, що пригнічує другу і третю гармоніки сигналу частоти 2270 МГц в микрополосковой виконанні, виконаний на фольгованим листовому арілоксе (Флан 10) з придушенням гармонік більше 25 дБ. Фільтр має втрати на робочій частоті менше 0,4 дБ, мінімальні габарити – 12×14 мм, гарне узгодження в смузі частот. У доповіді наводяться принципи побудови алгоритмів синтезу, а також результати макетування фільтра на Флан і порівняння з аналогічним фільтром, виконаним на полікоровой підкладці. Фільтр може застосовуватися в якості складової частини ГІС СВЧ прийомопередавача.

II. Основна частина

шлейфові фільтри являють собою каскадне з’єднання розімкнутих (короткозамкнених) шлейфів, включених паралельно або послідовно в передавальну лінію і сполучних відрізків, що мають однакові електричні довжини і різні хвильові опору. Математичне моделювання фільтра проведено по алгоритму, розробленого на основі методики Маттео [1] для смугових шлейфових фільтрів, що дозволяє розраховувати нормовані провідності паралельних шлейфів і сполучних ліній. У зв’язку з тим, що шлейфові фільтри мають періодичну характеристику [2], методика може бути поширена на фільтри нижніх частот, смуг-нозаграждающіе і полоснопропускающіе фільтри, фільтри гармонік вибором значень частотної змінної 0. Для того, щоб частота fo = 2270 МГц перебувала в смузі пропускання фільтра, а частоти 2fo і 3fo в смузі загородження із заданим придушенням вибрано © = тт / 5. Подальший перехід від провідностей (хвильових опорів) до геометричних розмірів шлейфів здійснюється за методикою, запропонованої в [3].

За програмою, створеною на основі наведеної методики, проведено синтез фільтра із заданими параметрами з урахуванням фізичної реалізованості. Вихідним вимогам задовольняє пятізвенная чебишовської фільтр (Рис.1) з хвильовими опорами, рівними Z0 = 50 Ом; Zi = Z5 = 57,75 Ом; Z2 = Z4 = 85,35 Ом; Z5 = 62,6 Ом – для здвоєного ланки.

При розробці пристроїв з мінімальними габа-Ритні-масовими характеристиками та інтегрування декількох СВЧ-вузлів на одній підкладці особливого значення набуває вибір її матеріалу. Застосування в ГІС підкладок неорганічних матеріалів (наприклад, Полікор, сапфір) при наявності визнаних переваг (малому значенні тангенса кута діелектричних втрат, малої шорсткості поверхні, високою температурною стабільності та ін) має низку недоліків. До одних з основних відноситься складність і дорожнеча отримання металізованих отворів для забезпечення заземлення пристроїв і необхідність застосування металевих підстав для монтажу підкладки. Крім того, при високій щільності монтажу велика кількість отворів в неорганічної підкладці веде до неприпустимого відсотку браку при виготовленні. Для підкладок з фольгованих діелектриків досить просто вирішується питання реалізації металізованих отворів, а виготовлення ГІС СВЧ без металевих підстав істотно знижує вагу конструкції.

Рис. 1. Топологія микрополосковой фільтра гармонік.

Fig. 1. Microstrip harmonics filter topology

Для підкладки ГІС малогабаритного бортового передавального пристрою, до складу якого входить вихідний підсилювач потужності, микрополосковой фільтр гармонік і датчик наявності вихідної потужності обраний фольгований листовий арілокс (Флан 10) товщиною 1 мм. Фільтр, як елемент ГІС, найбільш чутливий до параметрів підкладки, попередньо відпрацьовувався окремо від інших елементів схеми.

Відповідні ширини і довжини, рівні для всіх шлейфів, рівні W0 = 0,886; W1 = W5 = 0,6273; W2 = W4 = 0,1638; W3 = 0,5041; L = 5,5 мм.

Для порівняння параметрів був розроблений фільтр з аналогічними вимогами на матеріалі Полікор і проведено порівняння їх АЧХ.

Дослідження макетів показали, що при забезпеченні точності виготовлення МПЛ на флан ± 0,01 мм істотної різниці в значеннях параметрів фільтрів не спостерігається (див. табл. 1).

Таблиця 1

Частота, МГц

Ослаблення, дБ

Флан-10

Пол і кор

1500

0,2

0,18

2000

0,28

0,28

2270

0,34

0,32

3000

1,6

1,6

4000

15,9

16,0

4540

28,9

29,2

6810

32,5

32,5

Запропоновано мікрололосковий фільтр гармонік для придушення другої і третьої гармоніки сигналу частотою 2270 МГц, виконаний на матеріалі Флан з ослабленням на робочій частоті менше 0,4 дБ. Проведено синтез фільтра, макетування з аналогічним фільтром на полікоровой підкладці. Встановлено, що при достатній точності виготовлення МПЛ на Флан (± 0,01 мм) параметри фільтрів ідентичні.

Фільтр може бути використаний в якості елемента ГІС СВЧ приймально-передавальних трактів.

I. Список літератури

[1] Маттей Д. П., Янг Я, Джонс Е. М. Т. Фільтри НВЧ, погоджують ланцюга і ланцюга зв’язку, т.2, Зв’язок, 1972

[2] Мазепова О. І., Фельдштейн А. П. Фільтри гармонік з полюсом загасання, Питання радіоелектроніки, Сер. Загальнотехнічна, вип. 4, 1971.

receive paths.

[3] Гупта К., ГарджР., Чадха Р. Машинне проектування НВЧ пристроїв, М., Радіо і зв’язок, 1987.

MICROSTRIP HARMONICS FILTER FOR 2270 MHz FREQUENCY

Koropets Ye. М., Kostrova V. P., Stepovenko О. V.

Scientific Research Institute for Radio Engineering

Measurements

271, Academic Pavlov St., Kharkov – 61054, Ukraine phone: (0572) 264112 e-mail: s112@niiri.kharkov.com

Abstract – Microstrip harmonic filter for suppression of the second and third signal harmonics at frequency of 2270 MHz, implemented with Flan material, has been introduced.

I.  Introduction

A filter for suppression of second and third harmonics of the frequency signal 2270 MHz, in microstrip embodiment, implemented with foil-clad sheet arilox (Flan 10) with harmonics suppression of more than 25 dB, has been introduced. Filter’s losses at the operation frequency are less than 0.4 dB, minimal dimensions are 12 x 14 mm; the filter is marked for good interface within its bandwidth. The report gives: (1) a survey of principles of synthesis algorithms structure; (2) the results of filter breadboarding with Flan; (3) the results of comparison with a similar filter implemented on a polycore substrate.

II.  Main part

Mathematical simulation of the filter has been executed according to the algorithm based on Mattey method [1] for bandpass loop filters.

To keep the frequency f0= 2270 MHz within the filter’s band pass, and the frequencies 2f0 and 3f0 within attenuation band with preset suppression value, the frequency variable value shall be тт / 5. Further transition from conductivity (wave resistance) to geometry of loops is executed according to the method proposed in [3].

As a substrate for HIM (hybrid integral microcircuit) of small- size on-board transmitter, which includes (1) power output amplifier, (2) harmonics microstrip filter and (3) output power availability sensor, foil-clad sheet arilox (Flan 10), 1-mm thick, has been selected. The use of the filter allows reducing mass and dimensions of HIM, and as well, metallizing of earthing holes.

III.  Conclusion

A comparison of AFR (amplitude-frequency response) filter and a similar filter implemented in polycore substrate has been carried out. It was ascertained that the filters’ parameters can be identically provided, the microstrip filter is manufactured using Flan 10 with the required precision of ±0,01 mm.

The filter can be used as HIM element of UHF transmit-

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології»