Калінін В. І. Інститут радіотехніки й електроніки Російської академії наук (ІРЕ РАН) Пл. академіка Б. А. Введенського, 1, Фрязіно, Московська обл., – 141190, Росія Тел / Факс: +7 (095) 5269049/7029572

Анотація – Запропоновано метод спектральної кодової модуляції широкосмугових шумових сигналів в результаті некогерентной інтерференції. Розглянуто широкосмуговий канал передачі цифрової інформації з когерентним стисненням шумового спектра в приймальнику за рахунок подвійної спектральної обробки.

I. Вступ

Застосування широкосмугових сигналів в системах передачі інформації забезпечує високу пропускну здатність каналів, дозволяє послабити вплив багатьох видів перешкод і здійснити статистичне поділ сигналів при багатопроменевому поширенні [1-3]. Широкосмугові системи мають високу скритністю випромінювань і електромагнітної сумісності з радіоелектронними засобами за рахунок передачі в ефір безперервних в часі шумових сигналів з низькою спектральною щільністю потужності [1-2].

В останні роки активно розвиваються бездротові системи зв’язку з розширенням спектру і кодовим поділом абонентських каналів (Wireless CDMA Communication Systems) [1,3]. Всі канали CDMA системи зв’язку працюють в загальній смузі частот по 12,5 MHz на передачу і прийом згідно стандарту IS-95. Поділ каналів проводиться по виду псевдослучайной кодової послідовності, яка використовується для фазової маніпуляції несучої частоти. Розробка CDMA систем зв’язку з розширення спектра понад сотні мегагерц зустрічає труднощі при здійсненні високошвидкісний фазової модуляції-демодуляції і точної синхронізації сигналів по затримці коду, фазі і частоті.

В даній роботі розглянуто широкосмуговий канал передачі цифрової інформації на основі спектральної кодової модуляції в передавачі і подвійний спектральної обробки шумових сигналів у приймачі. Спектрально кодова передача інформації вперше запропонована в 1995 році в роботі [2]. Дослідження, проведені в даній роботі для мікрохвильового каналу зв’язку із смугою частот 200 MHz, справедливі для довільного виду широкосмугових сигналів

II. Спектральна модуляція широкосмугових сигналів в передавачі

Сигнал n (t) від джерела широкосмугового шуму в передавачі поділяється на дві частини, одна з яких безпосередньо надходить на опорний вхід лінійного суматора. Інша частина сигналу n (t) надходить на вхід електронного перемикача, управління якого здійснюється бінарними сигналами відповідно до потоком двійковій інформації. При надходженні інформаційного символу «1» електронний перемикач встановлюється в положення «1» і шумовий сигнал надходить в першу лінію затримки, з виходу якої сигнал,

Робота виконана за підтримки Російського фонду фундаментальних досліджень, проекти № 04-02-16536, № 03-07-90133, № 04-07-90161.

затриманий на час 7>, слід на перший вхід лінійного суматора. Аналогічно, при надходженні інформаційного символу «О» електронний перемикач встановлюється в положення «О» і шумовий сигнал надходить в іншу лінію затримки, з виходу якої сигнал, затриманий на час Те, слід на інший вхід лінійного суматора. Вважаємо, що коефіцієнти передачі Ню = hi, o exp (i9io) і запізнювання Т1}0 в лініях затримки не залежать від частоти f в смузі zlf несучого сигналу n (t).

У лінійному суматорі відбувається складання опорного сигналу n (t) з одним із сигналів, затриманих на час 7>, або То в залежності від надходження інформаційного символу «1», або «О».

Тут до є коефіцієнтом ослаблення сигналу в лінії передачі, a Rn(R) функція автокореляції вихідного шумового сигналу n (t).

В процесі подвійний спектральної обробки прийнятого сигналу визначається автокореляційна функція, яка містить інформаційний пік на часі затримки Ti, або То в залежності від поточного символу «1», або «О» для повідомлення. Порогове пристрій на виході другого аналізатора спектра виділяє найбільший пік для автокореляційної функції та приймає рішення

про наявність одного з двійкових символів. Таким чином, проводиться однозначне відновлення переданої інформації. Коефіцієнт стиснення широкосмугового сигналу в приймачі В = Af ta on-ределяется твором смуги частот спектра Af і часу усереднення ta , Що дорівнює тривалості інформаційного біта. Якщо передача повідомлень виробляється зі швидкістю U = 1Ла = 2.048 Мбіт / с на основі сигналів з смугою частот Af = 200 МГц, то коефіцієнт стиснення дорівнює величині В = Af ta = 97. Система зв’язку з таким стиском широкосмугових сигналів має високу перешкодозахищеністю по відношенню до перешкод довільного виду.

IV. Висновок

Застосування в телекомунікаційних системах широкосмугових шумових несучих сигналів з кодовою спектральної модуляцією в передавачі і подвійний спектральної обробкою в приймальнику дозволяє підвищити завадостійкість, здійснити статистичне поділ сигналів при багатопроменевому поширенні, а також досягти скритності та конфіденційності передачі цифрової інформації при наявності сильних перешкод і спотворень в каналах зв’язку.

V. Список літератури

1.  Andrew J.. Viterby. CDMA: Principles of Spread Spectrum Communication. – New York: Addison-Wesley Publishing Company, 1996.

2. Калінін В. І., Спектральна модуляція широкосмугових шумових сигналів, Радіотехніка та електроніка.

1996. Т. 41. № 4. С.488-493

3. Гуляєв Ю. В.. Бєляєв Р. В.. Калінін В. І., Колесов В. В. та ін, Інформаційні технології на основі динамічного хаосу для передачі, обробки, зберігання та захисту інформації, Радіотехніка та електроніка, 2003, Т.48, № 10, С.1157-1185.

4.   V. Kalinin, “Wideband interferometry with spectral analysis of noise signal”, Proc. of the PIERS Workshop on Advances in Radar Methods, July 20-22, 1998, Baveno, Italy, pp.222-224.

WIDEBAND DIGITAL COMMUNICATION SYSTEM WITH SPECTRAL PROCESSING OF NOISE WAVEFORMS

Kalinin V. I.

Institute of Radio Engineering and Electronics of Russian Academy of Sciences IRE RAS, Fryazino, Moscow Region, 141190, Russia Phone/fax: (095) 5269049/7029572

It is proposed digital communication system on the basis of double spectral processing of ultra wideband (UWB) noise waveforms. The structure of the spectral modulator of UWB noise waveforms is presented for digital information transmission. Spectral modulator performs the code transformation of UWB noise spectrum by means a simple delay lines (Fig. 1). The base of UWB noise waveforms having periodic spectral modulation is defined as the product of the frequency bandwidth and the duration of a binary information symbol.

The spectral compression of UWB noise waveforms with an information rate is discussed. It is shown that digital communication systems with double spectral processing of UWB noise waveforms have a high immunity against electromagnetic interference. The excellent Electromagnetic Compatibility (EMS) and Low Probability of Intercept (LPI) performance characterize the proposed digital communication system.

This work has been carried out with partial support by the Russian Foundation for Basic Research.

Анотація – Досліджено структуру фазового простору дискретного кодує алгоритму-двовимірного відображення з запізненням. Показано, що формуються алгоритмом послідовності володіють хорошими статистичними властивостями, що задовольняють вимогам, що пред’являються до кодований сигналам при застосуванні їх у цифрових телекомунікаційних системах.

I. Вступ

В сучасних цифрових системах зв’язку широко застосовуються складні шумоподібні сигнали. Для синтезу таких кодують сигналів необхідна розробка спеціальних породжують алгоритмів. Метою роботи є: розробка дискретних хаотичних алгоритмів типу Фібоначчі з запізненням, дослідження структури фазового простору, підвищення складності алгоритму по відношенню до реконструкції його явного виду, дослідження кореляційних і статистичних характеристик генеруються послідовностей.

II. Основна частина

В якості базового дискретного алгоритму був обраний одновимірний алгоритм типу генератора випадкових чисел Фібоначчі xn=f(xn-iv xn-Nz, Nz, М) [1]. Загальний вид досліджуваного двовимірного алгоритму: Xn = fl (Xn-1,. – Xn-Nz1, Уп-1, – Уп-№ 2, Nz1, Nz2, М) yn = f2 (yn-1v Уп-№ 2, Xn-1, … Xn-Nz1, Nz1, Nz2, М) Область визначення алгоритму – замкнутий інтервал цілих чисел [1, М]. В процесі генерації послідовності при виході чисел хп, Уп з інтервалу [1, М] застосовувалося перетворення повернення Хп ► Хп ± М І уп -> Уп ± м.

Фазовий простір (ФП) алгоритму має розмірність (Nz1 + Nz2). Число станів системи в цьому просторі для алгоритму, визначеного на обмеженому дискретній множині, звичайно і одно m(Nz1+Nz2). Оскільки кожне стан системи визначено на кінцевому і обмеженому безлічі чисел і явний вигляд алгоритму являє собою однозначне відображення, то система рано чи пізно потрапить в початкове стан і процес стане періодичним. До виходу на період формується послідовність, як показує чисельний експеримент, є псевдослучайной. Поява періоду в послідовності {хп}, Так само як і в послідовності {уп} Реалізується в разі одночасного точного повторення повних наборів початкових умов з запізнілих членів (Xn-1, – Xn-Nzl) І (yn-1, — yn-Nz2).

Дослідження структури ФП алгоритму було проведено в доступному для чисельного аналізу діапазоні параметрів М, Nz1, Nz2: m(nzi+nz2) <106-І07. У таблицях 1 і 2 наведені результати дослідження структури ФП алгоритму при непарному (М = 3) і парному (М = 4) значеннях параметра М в зіставленні зі спектрами циклів базового одновимірного алгоритму з відповідними значеннями параметрів.

Таблиця 1. Table 1.

Nz=3

18, 8, 1

MNz = 27

Nz=4

44, 29, 7, 1

MNz = 81

Nz=5

118, 70, 22, 16, 13, 3, 1

MNz = 243

Nz=6

457, 100, 61, 31, 28, 26, 25, 1

MNz = 729

^ CO II II T- CM N N

z z

1258, 351, 270, 88, 26, 1

M(Nz1+Nz2)

= 2187

LO CO

і і

T- CM N N

z z

3614, 862, 798, 645, 496, 70, 16, 1

M(Nz1+Nz2)

= 6561

LO II II T- CM N N

z z

8789, 5677, 2725, 1391, 613, 207, 39, 1

M(Nz1+Nz2)

=19683

CO "3- II II T- CM N N

z z

24844, 23261, 5908, 2781, 400, 1

M(Nz1+Nz2)

= 59049

Таблиця 2. Table 2.

Nz=3

14(4), 7, 1

MNz = 64

Nz=4

30(8), 15, 1

MNz = 256

Nz=5

42(22), 21, 14(4), 7, 6(2), 3, 1

MNz=1024

Nz=6

126(32), 63, 1

MNz =4096

^ CO II II T- CM N N

z z

186(68), 93, 62(8), 31, 1

M(Nz1+Nz2)

=16384

LO CO

і і

T- CM N N

z z

60(544), 30(8), 15, 1

M(Nz1+Nz2)

= 65536

LO II II T- CM N N

z z

465(412), 31(3), 1

M(Nz1+Nz2)

= 262144

CO "3- II II T- CM N N

z z

84(1149), 42(43), 21, 14(4), 1

M(Nz1+Nz2)

=1048576

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології»