Кожна з наведених на рис. 2.9 схем використовує єдиний транзистор, а не два, як двотактні схеми, розглянуті раніше. Вони представлені у вигляді перетворювачів, а не інверторів, тому що навантаження в таких інверторах або гранична, або визначає режим коливань. Ці схеми дозволяють заощадити гроші і комплектуючі, якщо заздалегідь передбачити їх конкретні застосування. Зазвичай вони менш ефективні і менш гнучкі, ніж двухтранзісторние схеми. Хоча всі чотири схеми дуже схожі, їх режими роботи різняться. Відповідно до цього, кожна схема має свою область застосування.

Рис. 2.9. Однотранзісторний перетворювачі.

Схема на рис. 2.9А є однотранзісторний варіантом самозбудні двухтранзісторного інвертора з насичуючої серцево-

ком. У цій схемі ніби просто видалений один транзистор з двухтранзісторной схеми. Зверніть увагу на ланцюг навантаження. На перший погляд здається, що розташування конденсатора С вибрано помилково. Цей конденсатор, проте, працює не як елемент фільтра або коливального контуру в звичайному розумінні цих термінів. Можна переконатися, що він разом з навантажувальною обмоткою трансформатора не утворює ZC-контур. Адже немає взаємного переходу електричної та магнітної енергії з одного елемента в інший. Натомість відбувається повернення запасеної в конденсаторі енергії в навантажувальну обмотку, коли транзистор вимкнений. Це відновлює початковий стан сердечника, що призводить до можливості повторення циклу. Конденсатор С таким чином замінює відсутній транзистор. Як можна було очікувати, зв’язок між величиною навантаження і ємністю конденсатора З дуже критична. Області застосування включають хобі, іграшки та інші застосування, де величина к.п.д. не має істотного значення. На виході маємо однополярної пульсуюче напругу. Одним з основних застосувань цієї схеми є пристрої зарядки акумуляторів; ще одне використання – харчування ламп денного світла.

Показаний на рис. 2.9 У перетворювач зворотного ходу відомий також під ім’ям перетворювач з дзвінким дроселем. Насправді, це блокінг-генератор, час відновлення якого визначається постійної часу L / R, а не більш звичною постійної часу RC, як в традиційній схемі блокінг-генератора, зображеної на рис. 2.9С. Сердечник трансформатора у перетворювача зворотного ходу, показаного на рис. 2.9 В, не насичується. Проте в деяких випадках може бути насичення сердечника. У будь-якому випадку діод у вторинному ланцюзі ізолює перетворювач від навантаження на час, поки в первинній обмотці наростає струм при включеному транзисторі.

Це наростання струму, врешті-решт, припиняється, коли транзистор більше не може підтримувати необхідний струм (або в деяких випадках, коли насичується сердечник). Потім магнітне поле починає зменшуватися і індукує струм у вторинній обмотці, який завдяки відповідній полярності проходить через діод в навантаження. Унікальна особливість даної схеми полягає в тому, що пікове напруга перевищує напругу, відповідне відношенню числа витків трансформатора зазвичай рази в три або чотири, але іноді це відношення досягає восьми разів. Це дуже хороший перетворювач для пристроїв, в яких заряджаються конденсатори, таких як лампи-спалаху для фотоапаратів. Він також зручний для ламп денного світла і лічильників Гейгера.

Представлена ​​на рис. 2.9С схема є звичайним блокінг-генератором. Ємність С зазвичай не є реальним конденсатором, це розподілена ємність між витками обмотки і паразитна ємність інших ланцюгів. Перетворювач починає генерувати коливання порівняно високої частоти, яка визначається резонансним контуром в колекторної ланцюга. Він продовжував би генерувати безперервні коливання, якби позитивна зв’язок не була зроблена навмисно занадто сильною. Крім того, ланцюг бази транзистора, що складається з резистора і конденсатора, має постійну часу істотно більшу, ніж період власних коливань контуру в колекторному ланцюзі. Відразу після виникнення коливань напруга прямого зміщення бази починає поступово зростати. Це збільшує струм колектора, але незабаром наступає насичення колекторного струму. Зворотній зв’язок, зобов’язана електромагнітного поля, різко переривається і пряме зміщення бази пропадає. Конденсатор в ланцюзі бази залишається зарядженим, але полярність напруги на ньому така, що до бази виявляється прикладеним закриває напругу. Ток колектора різко припиняється, і схема залишається в спокої до тих пір, поки конденсатор не розрядиться через резистор «витоку бази» R. Потім процеси в колекторної ланцюга повторюються. Може здатися парадоксальним, але цей генератор ніколи не досягає своєї «мети» – працювати як генератор синусоїдальних коливань – через надзвичайно енергійного старту.

Тривалість періодично генеруючих імпульсів становить К • (LC)I/2, Де L – індуктивність колекторної обмотки, включеної паралельно з розподіленою ємністю С. Період повторення імпульсів приблизно дорівнює постійної часу, яка визначається ємністю конденсатора і опором резистора R у ланцюзі бази. Осцилограма сигналу на колекторі являє собою імпульс, за яким слід кидок напруги з тривалістю, що дорівнює половині періоду коливань колекторного коливального контура. Змінюючи полярність однополупериодного випрямляча можна використовувати або позитивний, або негативний перепад напруги цих імпульсів.

Як уже зазначалося, цей перетворювач не дуже гарний у тому випадку, якщо необхідно перетворювати велику потужність. Краще за все він підходить для випадків, коли необхідно напруга для живлення високоомних ланцюгів зсуву, для утримання пристрою у вимкненому стані або в якості логічної функції. Такий перетворювач зручно створити з маленького імпульсного трансформатора і невеликого числа інших компонент. Як приклад використання цього малопотужного перетворювача можна привести схему, яка дає замикаючий напруга величиною декілька вольт для ланцюга затвора польового транзистора, керуючого електромагнітним реле у вихідний ланцюга. З появою сучасних потужних МОП транзисторів представляється можливим використовувати цей перетворювач для роботи з великими рівнями потужності. Частота повторення може бути обрана досить великий, щоб забезпечити прийнятний к.к.д. (Якщо спробувати зробити потужну схему з біполярним транзистором, то буде потрібно конденсатор в ланцюзі бази неприйнятно великої ємності).

Показаний на рис. 2.9D перетворювач має конфігурацію, аналогічну перетворювача на рис. 2.9С, але параметри схеми істотно відрізняються. Зворотній зв’язок підібрана так, щоб підтримувалися постійні синусоїдальні коливання; постійна часу RC в ланцюзі бази обрана досить малою, щоб не накопичувався заряд достатній для зриву коливань. Робота в режимі класу Л є найбільш простим способом отримання хороших синусоїдальних коливань, якщо, звичайно, поставлена ​​саме така задача. Для підвищення к.к.д. слід збільшити зворотний зв’язок і зворотне зміщення, перевівши тим самим режим роботи в клас В або в клас С. Якщо бажано мати форму коливань близьку до синусоїдальної, то в цьому випадку слід вибирати резонансний контур з високою добротністю Q. Звичайно, в такому перетворювачі форма коливань може і не мати особливого значення. У кожному разі рівень радіоперешкод, створюваних даним типом перетворювача істотно менше, ніж перешкоди від схем, які використовують релаксаційний режим коливань. У тому Якщо радіоперешкоди і шуми при перемиканні перетворювачів з насичуючої сердечником і перетворювачів зворотного ходу являють серйозну проблему, генератор синусоїдальних коливань зі зворотним зв’язком часто має перевагу. Двотактні варіанти з сучасними індуктивними елементами на феритових сердечниках і випрямлячами на діодах Шотки можуть досягати к.к.д. від 70% до 75%. Тут можуть виявитися корисними сучасні потужні МОП транзистори завдяки малій потужності, необхідної для управління затвором.

Джерело: І.М.Готтліб Джерела живлення. Інвертори, конвертори, лінійні і імпульсні стабілізатори. Москва: Постмаркет, 2002. – 544 с.