Скриньок І. К. ВАТ НВП «Сатурн» проспект 50 років Жовтня 25, Київ, 03148, Україна Тел.: (044) 477-93-72


Анотація наведені результати розробки малошумні підсилювача з вихідною потужністю 10 мВт в 8-ми міліметровому діапазоні довжин хвиль. Досліджено випадкові складові похибки вимірювання параметрів і на цій основі запропонована методика оцінки неідентичності параметрів в партії з великого числа зразків

I. Вступ

У міліметровому діапазоні сьогодні знаходять свою реалізацію системи, що забезпечують послуги телебачення, телеконференцсвязі, високошвидкісного доступу в Інтернет, мобільного радіозв’язку, радіовіденія та ін Системи міліметрового діапазону мають цілий ряд переваг в порівнянні аналогічними системами сантиметрового діапазону: більш широкі смуги робочих частот, що дозволяє телекомунікаційним системам забезпечувати швидкості в каналах з цифровими даними 250 Мбіт / с і більше; малі габарити; високу роздільну здатність і ін [1-4].

До недоліків цього діапазону слід віднести перш за все великі втрати в атмосфері. Останнє може бути компенсовано підвищенням чутливості пристроїв. У цьому зв’язку актуальні дослідження зі створення малошумящих підсилювачів (МШУ) в міліметровому діапазоні.

Каскади малошумящих підсилювачів в 8-ми міліметровому діапазоні довжин хвиль в даний час, як правило, виконуються по планарной технології [5, 6]. При цьому чіпи активних елементів (РНЕМТ та ін) зручно стикуються з мікрохвильовими лініями. На вході і виході таких підсилювачів часто застосовують хвилеводно-Полоскова переходи [7-10].

Коли геометричні розміри конструкції наближаються до часток довжини хвилі сигналу, досить сильно позначаються виробничі допуски на розкид характеристик пристрою. У зв’язку з цим стають актуальними дослідження не тільки чутливості параметрів до виробничих допускам, а й визначення величини розкиду параметрів від зразка до зразка. Попутно зауважимо, що для останньої оцінки немає загальноприйнятого параметра і методики його обчислення.

Метою даної роботи є розробка методики оцінки розкиду параметрів між зразками однієї партії МШУ міліметрового діапазону на підставі вивчення випадкових складових (похибок вимірювання) характеристик партії МШУ.

II. Експеримент

Підсилювач з вихідною потужністю 10 мВт складається з вхідного малошумні підсилювача, попереднього підсилювача, смугово-проникного підсилювача, смугово-проникного фільтру і вихідного підсилювача. Кожен з підсилювачів складається з двох каскадів. Вхідний підсилювач налаштований на мінімум коефіцієнта шуму, вихідний підсилювач на максимум вихідної потужності.

На вході кожного транзистора включена согласующая ланцюг, а між підсилювальними каскадами розташована «розв’язка» по постійному струму. В якості підкладки для мікросхем використаний кварц товщиною

0, 3 мм. Вхід і вихід підсилювача хвилевід розмірами перерізу 3,4 x7, 2мм, що має гермовводи.

Вимірювання коефіцієнта посилення МШУ, КСВНвх. і КСВНвих. проводилися на стенді, де використовувався панорамний вимірювач КСХН Р2-65, доукомплектований другому індикаторі КСХН та ослаблення Я2Р-67 та додатковими елементами: направленим відгалужувачі з детекторної секцією, аттенюатором і хвилеводним роторним перемикачем.

Таблиця / Table 1

Парам.

Ку.дБ

тш, До

КСВвх

КСВвих

Р-1 мВт

М

31,2

223,5

2,26

1,71

10,85

ст,%

0,86

1,03

1,5

0,063

2,35

М + А

31,47

225,8

2,29

1,711

11,105

М-А

30,93

221,2

2,226

1,709

10,595

У табл. 1 позначені: М математичне сподівання; ст середньоквадратичне відхилення у відсотках до М; (М + А) і (М А) верхня і нижня межі (М + ст) в абсолютних одиницях.

Похибка вимірювання КСВН, згідно з технічним описом на вимірник при калібруванні в робочому діапазоні частот приладу у відсотках, не перевищує величини: 5КСВН = + (5КСВН +2)% «12% (для КСХН = 2,0) [11].

У той час, як випливає з наведених вимірювань, середньоквадратична випадкова похибка вимірювання КСХН в межах до 2,0 з 12% становить (0.63 … 1.5)%, решта (11.37 … 10.5)% можна віднести до систематичної похибки вимірювання КСХН.

Еквівалентна шумова температура входу вимірювалася за допомогою вимірювача коефіцієнта шуму Х5-42. Рівень вихідної потужності підсилювача вимірювався в точці насичення підсилювача за допомогою приладу Я2М-66. Рівень насичення опредиляться за критерієм зменшення коефіцієнта посилення підсилювача на 1 дБ за відомою методикою з двома прецезіоннимі аттенюатора Д3-36А, включеними на вході і виході підсилювача.

Похибка вимірювання Тш(К) еквівалентної шумової температури (в межах вимірювання

20 … 400К, без урахування похибки неузгодженості шумової температури) згідно з технічним описом та інструкції по експлуатації на вимірювач [12] не більше 1 дБ, або (+25,9% і +20,6%), в тому числі, як це випливає з табл. 1, випадкова похибка вимірювання около1%.

Випадкова похибка вимірювання вихідної потужності підсилювача P.-i (mBt) відповідно до даних табл.1 складає 2,35% від вимірюваної величини. Так, наприклад, величина потужності 10,85 мВт вимірюється з випадковою похибкою 10,85 (мВт) ■ 2,35% = +0,25 мВт.

Таблиця / Table 2

Частота, ГГц

36,0

36,2

36,5

Параметр

М

ст (М),%

м

ст (М),%

м

ст (М),%

Тш, К

228

14

239

10

226

17

/ Су, дБ

32

5

32

5

32

5

Р. 1, мВт

16

49

15

39

14

38

Таблиця / Table 3

Частота, ГГц

36,0

36,2

36,5

Параметр

Про

о (о),%

Про

о (о),%

Про

о (о),%

ТШ) До

0,01

55

0,01

45

0,02

76

/ Су, дБ

0,0057

152

0,0033

77

0,0038

105

Р. 1, мВт

0,02

127

0,02

116

0,02

91

Спроби виявити різні свідчення вимірювань параметрів, зумовлені перестикування випробуваного об’єкта з трактом випробувального стенда, привели до висновку про те, що прецизійні фланці хвилеводів і струбцини їх кріплення виключають неідентичність стикування. Відхилення значень вимірюваних параметрів в цьому експерименті не виявлені.

Результати обчислень математичного очікування і середньоквадратичного відхилення виміряних параметрів із серії 15-і вимірювань кожного параметра, наведені в табл. 1. Вимірювання проводилося на одній частоті ^ 1 = 36,2 ГГц без розстикування фланців випробуваного об’єкту і сигнального тракту стенда.

Спроби виявити різні свідчення вимірювань параметрів, зумовлені перестикування випробуваного об’єкта з трактом випробувального стенда, привели до висновку про те, що прецезіонние фланці хвилеводів і струбцини їх кріплення виключають неідентичність стикування. Відхилення значень вимірюваних параметрів в цьому експерименті не виявлені.

III. Дослідження неідентичності параметрів

Дослідження ідентичності параметрів між зразками проводилося на партії малошумящих підсилювачів з 10-ти зразків за такою методикою.

Для кожного зразка обчислювалися математичне сподівання М і середньоквадратичне відхилення ст по загальновідомим виразами.

Потім для всіх зразків вибиралися ці обчислені параметри для однієї і тієї ж частоти і обчислювалися М середньоарифметичне значення з обчислених М і ст (М) середньоквадратичне відхилення

від М для партії з 10 зразків. Дослідження проводилися на трьох частотах для трьох параметрів.

Обчислені значення М і ст (М) наведені в табл. 2.

Якщо М і ст для будь-якого параметра одного зразка є середньоарифметичне значення цього параметра і середньоквадратичне відхилення від середньоарифметичного значення параметра, то розкид значень досліджуваного параметра обумовлюється насамперед похибкою вимірювань.

Обчислені ж значення математичного очікування значення параметра для партії зразків М,

а також ст (М) середньоквадратичного відхилення значень М для партії зразків характеризують неідентичність значень параметрів від зразка до зразка, обумовлену похибками виготовлення, розкидом параметрів комплектуючих і свавіллям настроювача, що допускає неідентичність значень параметрів від зразка до зразка в межах, дозволених інструкцією з налаштування.

У табл. 3 наведені: про обчислене середньоарифметичне значення середньоквадратичних відхилень параметрів для партії з десяти зразків

і о (о) середньоквадратичне відхилення в% від о параметрів в партії з десяти зразків.

IV. Висновки

1) Результати проведених досліджень показали, що розроблений малошумливий підсилювач має наступні параметри в діапазоні робочих частот

34 … 37 ГГц: коефіцієнт посилення 27 … 30 дБ; еквівалентну шумову температуру 220 … 264 К; рівень вихідної потужності при компресії коефіцієнта посилення рівній-1дБ дорівнює 10,1 … 15,7 мВт; КСХНВих. дорівнює 1,23. .. 1,71; КСХНвх. дорівнює 2,4. .. 4,1.

2) Випадкова похибка вимірювання параметрів на одному і тому ж зразку склала: для КСХН менше 1,5%; для еквівалентної шумової температури входу підсилювача близько 1%; для вихідної потужності підсилювача менше 2,35%; для коефіцієнта підсилення не більше 0,86%.

3) Дослідження неідентичності значень параметрів, виміряних на різних зразках партії з 10-ти екземплярів, показали наступні значення

М середньоарифметичне значення математичних очікувань значень параметрів кожного зразка і його ст (М),% середньоквадратичного відхилення

від середньоарифметичного значення М для наступних параметрів: для еквівалентної шумової

температури входу М = 226 … 239К при ст (М) <17%;

для коефіцієнта посилення М = 32 дБ при

ст (М) <5%; для рівня вихідної потужності при

компресії коефіцієнта посилення на -1 дБ М =

14 … 16 мВт при ст (М) <49%.

1.   The Future Generations of Mobile Communications Based on Broadband Access Technologies / Shingo Ohmori, Yasushi Yamao, Nobuo Nakajima // IEEE Communications Magazine. December 2000, p. 134-142.

2.   A 38-GHz Integrated Uniplanar Subsystem for High-Speed Wireless Broad-band Multimedia Systems / K. Hettak, G. Y. Delisle, L. Talbi // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. Vol., 47, №6, June 1999, pp. 935-942.

3.   A Mobile Broad-Band Communication System Based on Mode-Locked Lasers / Clemens H. von Helmolt, Udo Kruger, Kirsten Kruger, Gerd GrossKopf. // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. Vol., 45, №8, August 1997, pp. 1424-1430.

4.   Millimeter-Wave Remote Self-Heterodyne System for Extremely Stable and Low-Cost Broad-Band Signal Transmission / Yozo Shoji, Kiyoshi Hamaguchi, Hirovo Ogawa // IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques. Vol.,

50, №6, June 2002, pp. 1458-1468.

5.   Power-Amplifier Modules Covering 70 -113 GHz Using MMICs / Huei Wang, L. Samoska, T. Gaier et al. // IEEE Trans, on Microwave Theory and Techniques. 2001. Vol. 49, N 1. P. 9-16.

6.   Membrane-Supported CPW with Mounted Active Devices / W.Y. Liu, D.P. Steenson, M.B. Steer// IEEE Microwave and Wreless Component Letters. 2001. Vol. 11, N 4. P. 167 169.

7.   A New 3-dB Power Divider for Millimeter-Wavelengths / V. Vassilev, V. Belitsky, D. Urbain, S. Kovtonyuk// IEEE Microwave and Wreless Component Letters. 2001, Vol. 11, N

1.        P. 30-32.

8.   Lynch J. J. Patent Abstracts. Method and Apparatus for Coupling a Microstrip Transmission Line to a Waveguide Transmission Line for Microwave or Millimeter-Wave Frequency Range Transmission // IEEE Microwave and Wireless Component Letters, 2001. Vol. 11, N 4. P. 179.

9.   A Compact Manufacturable 76 77 GHz Radar Module for Commercial ACC Applications / G.N. Jain, T. Budka, A. Alexanian et al. // IEEE Trans, on Microwave Theory and Techniques. 2001. Vol. 49, N 1. P. 44 58.

10. Яковлєв І. В. мікрополоскових вузли міліметрового діапазону / І. В. Яковлєв, К. В. Милованов,

О. Є. Мускеев / / Електрон, техніка. Сер. 1,

Електроніка НВЧ. 1987. Вип. 8. С. 50-51.

11. Вимірювач КСХН панорамний “Р2-65”. Технічний опис та інструкція з експлуатації. ЦЮ1.400.179 ТО, 1985 р., стор.7.

12.Ізмерітель коефіцієнта шуму Х5-42, Х5-45. Технічний опис та інструкція з експлуатації.

ЦЮ1.400.295-02 ТО, 1985 р., стор.8.

A TECHNIQUE FOR DETERMINING THE NONIDENTITY OF PARAMETERS BETWEEN MM-WAVE LNAs

Sunduchkov I. K.

‘Saturn’ OJS SPI

25    Prospekt 50-Letiya Oktyabrya, Kyiv, Ukraine, 03148 phone +380 (44) 4779372

Abstract The results of developing a 100mW 8mm-band low noise amplifier are presented. Random components of measurement errors have been investigated and the technique of estimating parameter nonidentities for large LNA batches is proposed.

I.  Introduction

The aim of this work was to develop a technique for estimating parameter scatter between mm-wave LNAs of the same batch using the investigation of random components (measurement errors) of the LNAs batch characteristics.

II.  Experiment

In Tablel the results of experimental data processing are given, where M is expectancy; c> RMS deviation of the M percentage; (M+A) and (M-A) top and bottom (M+c.) limits in absolute units.

III.  Investigation of parameter nonidentity

The investigation of parameter nonidentity between the samples was conducted using a batch of 10 LNAs according to the following technique.

For each sample the expectancy M and the RMS variation с. were calculated using well-known equations. This was followed by the calculation of M (averaging of the calculated M) and cr (M) (an RMS variation for a 10-sample batch) for all the

samples using the calculated parameters for the same frequency. The investigations were conducted at three frequencies for three parameters. The calculated M and cr(M) are shown in Table 2.

If M and с. for any given parameter of a single sample are an averaging of this parameter and an RMS variation from the averaging of this parameter, then the scatter of values ​​for the investigated parameter is mainly due to measurement errors. The calculated values of the expectancy for batch parameter values M , as well as the RMS value variation of M for a batch er(M) describe the nonidentity of parameter values between

samples due to manufacturing errors, scatter of component parameters and arbitrary tuning within the limits allowed by production manuals for the nonidentity of parameters between samples.

IV. Conclusions

The random error of parameter measurements for the same sample did not exceed 1.5% for the reflected wave ratio, 1 % for equivalent noise temperature at the amplifier input, 2.35% for the amplifier output power and 0.86% for the gain.

The investigation of parameter nonidentity measured for a 10-sample batch has shown the following values of M (the average expectancy of parameter values for each sample) and its er(M),% (the RMS variation from the average value of M) for the following parameters: the equivalent noise temperature at the input M =226…239K at cr(M)^ 17%; the gain M =32dB at er(M) <5%; the output power for a 1dB gain compression of M =14…16mWat u(M)<49%.

Надширокосмугових Транзисторні підсилювачі зі спеціальною формою Амплітудно-частотна характеристика, ПРИЗНАЧЕНИЙ ДЛЯ РОБОТИ В СКЛАДІ потужний вакуумний-Твердотільні МОДУЛЯ

Тяжлов В. С., Бегінін Д. В., Бутерін А. В. НВЦ «Алмаз-Фазотрон» Росія, 410033, вул. Панфілова, 1 тел. (8452) 372-933

Анотація Представлені результати розробки твердотільного підсилювача, призначеного для формування амплітудно-частотної характеристики потужного вакуумно-твердотільного модуля. Наведено схема побудови, основні розрахункові та експериментальні характеристики.

I. Вступ

Сучасні тенденції розвитку радіоелектронної апаратури визначають необхідність створення потужних передавальних пристроїв, що задовольняють комплексу суперечливих вимог, що включає можливо великі значення ширини робочої смуги частот, коефіцієнта корисної дії (ККД) і потужності, малі значення шуму і гармонійних складових у спектрі вихідного сигналу.

Лампи біжучої хвилі (ЛБВ), традиційно використовуються в якості вихідних каскадів передавачів, забезпечують значення вихідний потужності до сотень Ватт, коефіцієнта посилення близько 60 дБ і ККД до 40% в смузі частот більше октави, проте мають значний коефіцієнт шуму (до 30 дБ) і вкрай нерівномірне амплітудночастотную характеристику (АЧХ) (до 20 дБ). Подолання зазначених суперечностей виявилося можливим на шляху створення потужних вакуумнотвердотельних СВЧ модулів (microwave power module МРМ), що представляють собою компактні, повністю інтегровані в загальному корпусі підсилювачі, до складу яких входять три різнорідних компонента: ЛБВ, твердотільний підсилювач (ТТУ) і вбудоване джерело живлення.

Основні функції твердотільного підсилювача складаються в посиленні вхідного сигналу з коефіцієнтом посилення 25 … 30 дБ (близько половини загального посилення МРМ), зниженні коефіцієнта шуму до рівня близько 10 дБ, а також формуванні щодо плоскою характеристики посилення модуля в надширокої смузі частот. Для виконання останньої функції ТТУ повинен мати в своєму складі коректор амплітудно-частотної характеристики.

В роботах [1,2] повідомляється про розробки потужних НВЧ-модулів, що працюють в діапазоні частот

6 … 18 ГГц.

II. Основна частина

Описуваний ТТУ призначений для роботи в складі потужного НВЧ-модуля діапазону 4 … 12 ГГц і характеризується спеціальною АЧХ з вихідною потужністю на краях робочого діапазону частот не менше 250 мВт при посилення 25 дБ і плавним зменшенням потужності при зміні частоти від крайніх значень до середини діапазону на 15 … 20 дБ, а також можливістю коректування фазової довжини в межах -90 ° … 90 °.

У зв’язку з відсутністю серійно випускається монолітною елементної бази, оптимізованої для діапазону частот 4 … 12 ГГц, при проектуванні підсилювача були використані дискретні арсенідгалліевие польові транзистори з бар’єром Шотки, розроблені НВЦ «Апмаз-Фазотрон». У вихідному каскаді підсилювача застосований транзистор із значенням ширини затвора 600 мкм, яка представляється оптимальної для узгодження в зазначеному діапазоні частот. Погоджують ланцюга транзистора розраховувалися на основі виміряних малосигнальних

S параметрів і параметрів нелінійної еквівалентної схеми. Структура узгоджуючих ланцюгів показана на рис. 1, а розрахункові залежності вихідної потужності від частоти на рис. 2. Для оцінки лінійності спроектованої підсилювальної осередку був проведений розрахунок рівнів другої і третьої гармонік у спектрі вихідного сигналу, результати якого представлені на рис.3-5. Слід зазначити, що відповідно до вимог до ТТУ найбільша вихідна потужність розвивається на частотах 4 ГГц і 12 ГГц. Тому, рівні гармонік на даних частотах розраховувалися при вхідній потужності 60 мВт, а на частоті 8 Ггц 10 мВт. Оскільки друга і третя гармоніки сигналу основної частоти, що дорівнює 4 ГГц, потрапляють в смугу пропускання підсилювальної осередки, саме на частоті, що відповідає нижньому краю діапазону робочих частот, спостерігається найбільша нелінійність. У зв’язку з цим, при подальшій практичній реалізації структура узгоджуючих ланцюгів оптимізувалася з метою мінімізації нелінійних спотворень за методикою, описаною в [3].

Вихідний каскад підсилювача побудований з використанням чотирьох підсилювальних осередків на 600-мкм транзисторах, потужності яких складаються за допомогою 4-канальних дільників-суматорів [4] схема яких показана на рис. 6.

З метою формування необхідної форми амплітуд но-частотно ой характеристики до складу підсилювача введений коректор АЧХ, схема якого наведена на рис. 7, а розрахункова залежність коефіцієнта передачі від частоти на рис. 8. Коректор є послідовно-паралельні відтинки мікрополоскових ліній передачі, з’єднані з основною лінією передачі або безпосередньо, або через резистори R2-R5. Варіювання опорів резисторів дозволяє регулювати ослаблення сигналу в середині робочого діапазону частот, а зміна довжин відрізків 3,4,7,8 «управляє» крутизною зміни коефіцієнта передачі коректора в діапазоні частот, а також положенням точки на характеристиці, відповідної найменшим значенням коефіцієнта передачі.

Регулювання фазової довжини підсилювача здійснюється за допомогою фазового коректора, що представляє собою відгалужувач Ланге, два плеча якого використовуються в якості входу і виходу сигналу, а два інші плеча навантажені на розімкнуті відрізки мікрополоскових ліній передачі, одночасна зміна довжини яких призводить до зміни фазового зсуву.

Рис. 3 Fig. 3

Puc. 2 Fig. 2

Схема підсилювача приведена на рис.9. Як передвихідного підсилювального каскаду використана балансная схема на відгалужувачі Ланге, в кожному каналі якій розміщена підсилювальна осередок на 600-мкм транзисторі, аналогічна підсилювальної осередку вихідного каскаду. Необхідний рівень підсилення з урахуванням компенсації втрат в амплитудном і фазовому коректорах забезпечується використанням чотирьох балансних підсилювальних каскадів, скомпонованих у вигляді двох однакових вузлів. В якості активних елементів для них вибрані польові транзистори з шириною затвора 300 мкм. Виміряна АЧХ підсилювача представлена ​​на рис. 10, спектр вихідного сигналу на рис. 11. Твердотільний підсилювач був успішно випробуваний в складі вакуумно-твердотільного модуля.

III. Висновок

Рис. 4 Fig. 4

Твердотільний підсилювач, виготовлений за гібридно-інтегральної технології з використанням дискретних арсенідгалліевих польових транзисторів, може бути використаний в вакуумнотвердотельном модулі для забезпечення необхідного рівня вхідної потужності ЛБВ, формування амплітудно-частотної характеристики та регулювання електричної довжини модуля.

Подальше поліпшення характеристик підсилювача, в тому числі зменшення габаритів і маси, збільшення вихідної потужності, зменшення фазової неідентичності, пов’язано із застосуванням монолітної елементної бази.

2f0

IV. Список літератури

[1] Lalit Kumar, K.U. Limaye, “Microwave Power Module: An Electronic Super component for EW Systems”, 2001, Proc. of Seminar “Emerging Trends in Electronic Warfare”, pp. 1-12.

[2]  IEEE MTT-S Digest, 2002, pp. 629-632.

[3] Усанов Д. А., Тяжлов В. С., безменом А. А. Використання детекторного ефекту для настройки СВЧусілітелей на транзисторах. Електронна техніка. Сер.1, Електроніка НВЧ. 1989. Вип.6 с. 8.

Рис. 5 Fig. 5

[4]  Alain G. Bert, Didier Kaminsky, “The Travelling-Wave Divider/Combiner, IEEE Trans, on MTT, vol. MTT-28, № 12, pp. 1468-1473.

ULTRA WIDE-BAND TRANSISTOR AMPLIFIER WITH SPECIAL SHAPE OF AMPLITUDE-FREQUENCY CHARACTERISTIC DESIGNED FOR APPLICATION AS A COMPONENT OF POWER VACUUM SOLID-STATE MODULE

In order to shape the required form of the amplitudefrequency characteristic, an amplitude corrector is entered into the circuit of the amplifier (the circuit is shown in Fig. 7, rated dependence of transmission ration on frequency is shown in Fig. 8). The corrector includes series and shunt micro-strip transmission lines connected with the main line either directly or by resistors R1 and R2.

Change of the SSA phase length is effected with the help of the phase corrector made in the shape of Lange coupler. Its two legs are used as signal input and output whereas the other two legs are loaded onto the open microstrip transmission lines.

The SSA circuit is shown in Fig. 9. The balanced circuit with 600 |xm amplifying cells is used as a pre-output amplifying stage. The required gain level is provided by four balanced amplifying stages equipped with 300 |xm transistors. The measured SSA amplitude-frequency characteristic is shown in Fig.

10,  harmonics in Fig. 11.

III. Conclusions

The presented SSA manufactured in accordance with a hybrid-integral technology using discrete MESFETs can be applied for operation as a component of MPM.

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології», 2003р.