Сухоручко О. Н., Білоус О. І., Касьяненко А. П., Фісун А. І. Інститут радіофізики та електроніки ім. А. Я. Усикова НАН України вул. акад. Проскури, 12, Харків 61085 Тел: + (38 0572) 448 308, e-mail: afis@ire.kharkov.ua


Анотація Розглянуто питання розробки параметричного підсилювача і квазіоптичного генератора накачування, призначених для застосування у вхідних ланцюгах систем зв’язку та навігації короткохвильової частини міліметрового діапазону. У діапазоні 60-65 ГГц отриманий коефіцієнт підсилення не менше 15 дБ у смузі частот 1 ГГц за рівнем -3 дБ. Температура шумів не перевищує 600 К при використанні квазіоптичного ЛПД-генератора накачування.

I. Вступ

Однією з основних проблем створення високочутливих приймальних пристроїв систем зв’язку КВЧдіапазона є розробка неохолоджуваних вхідних ланцюгів з низьким рівнем шумів. Незважаючи на значні досягнення в галузі розробки високочастотних польових транзисторів, підсилювачів на діодах Ганна та інших, перспективним виходом зі сформованої ситуації є розробка і застосування параметричних підсилювачів (ПУ) [1]. З укороченням довжини хвилі традиційні підходи до проектування ПУ стають малоефективними: зростає роль власних параметрів варактора, істотно зростають втрати в резонаторах і фільтрах, виникають проблеми технологічного характеру, наприклад, у виготовленні вафельних загороджуючих фільтрів, безкорпусних діодів і так далі. Отже, знадобилася якісно нова ідеологія побудови самої схеми ПУ і вибору його компонентів. При цьому важливими складовими частинами розробки вхідних ланцюгів є вибір схеми параметричного підсилювача, поліпшення характеристик варактора і вибір генератора накачування (ГН).

II. Основна частина

На рис.1 приведена структурна схема запропонованого вхідного модуля.

Рис. 1. Структурна схема запропонованого вхідного модуля

Fig. 1. The input module block diagram

Вхідний сигнал через циркулятор типу ФУВ-35А 1 надходить в двоконтурний ПУ 2, посилюється і, відбившись від позамежного для нього хвилеводу накачування через циркулятор, подається в навантаження. ГН 4 включений через розв’язують феритовий вентиль 3, що виключає відображення потужності накачування назад в генератор. Напругою джерела зміщення ДБШ Есм здійснюється настройка сигнального контуру ПУ.

У двоконтурних ПУ на зустрічних хвилеводах (рис. 2) фільтри накачування і холостий частоти виконані на діелектричних вставках 4, 5, сигнальний контур на реактивностях нелінійного елемента (ємності р-n переходу безкорпусного ДБШ 3 та індуктивності контактної голки). Вхідний сигнал по сигнальному волноводу 1 надходить на діод через діелектричні вставки, які є для нього прозорими, потужність накачування подається по волноводу накачування 2.

Рис. 2. Конструкція параметричного підсилювача Fig. 2. Design of parametric amplifier

Фільтр холостий частоти утворений реактивності напівпровідникового діода 3 і діелектричної вставки 5. Вставки 4 і 5 призначені для замикання прямокутного волноводного тракту на частоті накачування і холостий частоті відповідно, а довжини їх регулярних ділянок вибрані з умови поздовжнього резонансу [2] для хвилеводних хвиль неосновного типу. Для порушення вищих типів хвиль в обсязі діелектричних вставок одна з вільних граней кожної вставки виконана похилої по відношенню до поздовжньої осі хвилеводів сигналу і накачування. Діелектрична проникність вставок вибирається так, щоб на частотах накачування і холостий число розповсюджуються хвиль в обсязі вставок було на одну більше, ніж в незаповненою частини прямокутного волноводного тракту сигналу.

У даній конструкції двоконтурного ПУ хвилевід накачування є позамежним на довжині хвилі сигналу, проте електромагнітне поле частково проникає в нього. Отже, проблема вибору розташування ДБШ для найбільш ефективного включення його в робочі контури є дуже важливою. З цією метою розглянуто задачу дифракції Нр0 хвилі на неоднорідності в прямокутному хвилеводі в Е-площині. З’єднання двох хвилеводів стандартного перерізу в досліджуваній моделі можна кваліфікувати як стрибок поперечного перерізу хвилеводу по вузькій стінці. Електродинамічна модель Н-площинний сходинки симетричного типу побудована методом полуобращенія [3]. Розглянуто випадок розповсюдження Н10-Хвилі в хвилеводі широкого перетину (сигнальний канал), для якої хвилевід накачування є позамежних.

В результаті чисельного моделювання були отримані картини дифрагованих полів (лінії рівного рівня Еу компоненти поля та лінії рівної

фази). На рис. 3 показано розподіл амплітуди поля, визначеного Еу компонентою для двох

значень частоти сигналу (суцільна лінія відповідає fc = 58,4 ГГц, пунктирна-fc = 63,5 ГГц).

Рис. 3. Розподіл амплітуди поля в місці стику хвилеводів Fig. 3. The field distribution at guide joint

З малюнка видно, що в смузі -7% при заданій геометрії хвилеводів сигналу і накачування максимум амплітуди поля (нормований до одиниці) знаходиться в області Z / a = 2, де і найбільш доцільно розміщувати нелінійний елемент. Розрахункові дані добре узгоджуються з експериментальними, виміряними на одному з експериментальних макетів. На реальних схемах ПУ було встановлено, що великі коефіцієнти включення діода в контури досягаються при розташуванні ДБШ на відстані 1/8-1/10 X від місця стику хвилеводів.

На основі моделювання [4] був розроблений ГН на ЛПД, осьове перетин якого показано на рис. 4.

Рис. 4. Осьовий переріз генератора на ЛПД, стабілізованого сферо-кутикової-ешелеттним ОР

Fig. 4. The axis section of IMPATT-diode oscillator stabilized by sphere-corner-echeiette open resonator

Власне генератор виконаний у вигляді відрізка хвилеводу 1, в якому встановлений діод 2 з первинним нізкодобротного дисковим резонатором і ланцюгом харчування. Стабілізуючий резонатор містить кутикової-ешелеттное дзеркало 3, яляющееся і корпусом ОР, а також сферичне дзеркало 4 з гвинтом налаштування. Поглиначем 5 імітується зв’язок ОР із зовнішнім простором. Вибір апертури дзеркал а, довжини OP L, висоти ступені ешелетта продиктований умовами збудження квазі-основного типу коливань з мінімальними втратами [5]. Відстань між референсної площиною ОР і точкою включення ЛПД 1 підбирається змінними діафрагмами 6. Частота генерації Fp= 110 ГГц. Потужність не менше Pout = 15 мВт. Рівень частотних шумів не перевищує -80 дБ при розладі на 20 кГц від несучої.

Налагодження та дослідження характеристик модуля проводилося в два етапи. Спочатку знімалися характеристики всіх елементів схеми, тобто послідовні “холодні” вимірювання всіх вузлів, переходів, фільтрів, діодним камери, циркулятора. У сигнальному хвилеводі ПУ з фільтрами на діелектричних вставках втрати на частоті сигналу (6065 ГГц) складають менше 1 дБ, а на частоті накачування (110 ГГц) близько 30 дБ. Вибір положення місця діода на стінці зустрічних хвилеводів сигналу і накачування для забезпечення необхідного коефіцієнта включення нелінійної ємності в робочі контури визначався експериментально з урахуванням розподілу ВЧ-полів в позамежному для сигналу хвилеводі накачування. Встановлено, що оптимальним з точки зору робочої смуги і коефіцієнта посилення є положення ДБШ щодо стику хвилеводів сигналу і накачування (всередині сигнального хвилеводу) «0,05 мм.

Потім визначався коефіцієнт посилення, робоча смуга і температура шуму ПУ з працюючому ГН. На рис. 5 показані експериментальні залежності коефіцієнта посилення і шумової температури модуля при частоті накачування 115 ГГц і потужності 10-15 мВт.

Рис. 5. Експериментальні залежності коефіцієнта посилення і шумової температури модуля

Fig. 5. Amplifier factor and noise temperature as a function of the frequency (experimental results)

III. Висновок

Проведені дослідження дозволили створити експериментальні підсилювальні модулі в діапазоні 60-65 ГГц при відносно частот накачування і сигналу fp / fs ~ 1,7. Насичення ПУ відбувається при рівнях вхідної потужності 10′6-10′7 Вт Робоча смуга частот при посиленні 15 дБ за рівнем -3 дБ складає 1 ГГц, шумова температура 600 К. На базі запропонованої схеми можлива розробка вхідних малошумящих твердотільних підсилювальних модулів на робочі частоти до 100 ГГц.

1. Струков І. А. Дослідження анізотропії реліктового випромінювання з борту ШСЗ в рамках проекту РЕЛІКТ-2. Радіотехніка, 1995, № 1-2, с. 3-12.

2. Васильєва Т. І., Кириленко А. А., Рудь П. А. Резонансні явища в хвилеводних діелектричних вставках з похилими кордонами. Радіотехніка та електроніка, 1986, т 31, № 3. с. 466-473.

3. Шестопалов В. П., Кириленко А. А., Рудь Л. А. Резонансне розсіювання хвиль. Т. 2 Хвилеводні неоднорідності. Київ: Наук, думка, 1986. 216 с.

4. Фісун А.І. Високодобротні резонанси у відкритих резонаторах з частково обмеженою областю.

ДАН України, 1997, № 12. с. 97-102.

5. Фісун А. І., Ткаченко В. І., Білоус О. І., Кириленко А. А. Порушення коливань у відкритих резонаторах з ешелеттнимі і кутикової-ешелеттнимі дзеркалами. Радіотехніка та електроніка, 2000, т. 45, № 5. с. 632-639.

PARAMETRIC SIGNAL AMPLIFICATION AT THE MILLIMETER WAVE BAND

Sukhoruchko O. N., Belous О. I., Kas’yanenko A. P., Fisun A. I.

Institute of Radiophysics and Electronic ofNASU 12, Akad. Proskura street, Kharkiv 61085 phone: + ( 38 0572 ) 448308 e-mail: afis&jre.kharkov.ua

Abstract Development of the parametric amplifier and quasioptical pumping oscillator for the input circuits of the short wave part of millimeter wave band is discussed. In 60-65 GHz the amplification factor of 15 dB had been received at the halfpower band width of 1 GHz. When applying the quasioptical pumping IMPATT-diode oscillator the noise temperature does not exceed 600 K.

I. Introduction

The development of the parametric amplifiers offers the greatest promise as the input millimeter wave circuit, and yet it takes a new approach to the choosing the scheme amplifiers and its components. As this takes place, the electromagnetic simulation of the main amplifiers components has become currently control problems.).

II. Main part

The input amplifying module consists of the parametric amplifiers and pumping. Fig.1 shows the structure of the proposed module. In the two-circuit parametric amplifiers the pumping filter and idler frequency filter are made as the dielectric inserts 4 and 5. The signal circuit is based on the p-n junction capacity of the reactance Schottky-barier (SB) diode 3 and inductance of contacting needle.

In the two-circuit parametric amplifiers being considered the signal frequency lies significantly below cut-off frequency. Nevertheless its electromagnetic field penetrates the pumping waveguide a some distance. Consequently, problem of the SB diode location choice is very important for the most efficient interaction one with working circuits. For this purpose the problem of Hp0 wave diffraction at an inhomogenity in square waveguide was considered. The field distribution of the Ey-component for two frequency signal (the continuous line is in agreement with fs = 58.4 GHz is shown on Fig. 3 and it is dotted for fs = 63.5 GHz). From Fig.3 it will be noted that at given waveguide dimensions the maximum field amplitude is placed in the area of Z/a = 2. Therefore it is best to place a non-linear element.

The IMPATT-diode pumping oscillator was designed with using an electromagnetic simulation. Fig. 4 illustrates the action section of this oscillator. The oscillation frequency is fp = 110.6 GHz. Output power does not exceed fout = 15 mW. The frequency noise level is no more than -80 dB with 20 KHz detuning relative to carrier.

III. Conclusion

The performed studies made possible to create the experimental amplify modules for 60-65 GHz at ratio of pumping and signal frequencies fp/fs ~ 1,7. The parametric amplifier saturation occurs at the input power level of 10′6-10′7 W. For amplification factor of 15 dB the working frequency band is 1 GHz at -3 dB level. The noise temperature is 600 K. On the basis of the proposed design it is possible to develop the input low-noise solidstate parametric module at working frequency up to 100 GHz.

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології», 2003р.