Скрипник Ю. А., Шевченко К. Л. Київський національний університет технологій та дизайну м. Київ, 01010, Україна, тел: (044) 256-21-30; e-mail: autom @ i. com.ua Яненко А. Ф. Науково-дослідний центр квантової медицини «Відгук» м. Київ, 01033, Україна, тел: (044) 220-87-81, факс: (044) 220-44-82

Анотація в доповіді розглянуто можливість побудови радіометричного кореляційного вимірювача потужності електромагнітного випромінювання сверхвисовисокочастотного діапазону, що забезпечує підвищення чутливості і точності вимірювань за рахунок зниження впливу як некоррелірованних, так і корельованих шумів і перешкод підсилювальних каналів. Розглянутий радіометричний кореляційний вимірювач потужності може використовуватися при дослідженнях інтенсивності електромагнітного випромінювання фізичних і біологічних об’єктів у діапазоні високих і надвисоких частот.

I. Вступ

При вимірах інтенсивності інформативних шумових сигналів низького рівня використовують кореляційні вимірювальні схеми. Вимірники кореляційних характеристик сигналів відомі і широко застосовуються в радіоастрономії, радіолокації, метеорології та інших областях науки і техніки [1, 2].

В більшості випадків для побудови вимірювачів використовується Двоканальна схема з перемножителя, що призводить до проходження некоррелірованних шумів з каналу в канал і обумовлює кореляційний зв’язок між ними. В результаті підвищується флуктуаційні поріг чутливості і виникають похибки, викликані зміщенням нуля.

Для зниження впливу некоррелірованних шумів вводять додатковий блок придушення корельованих шумів [3]. Однак, через труднощі обнулення вхідного сигналу вимірювача, флюктуирующего з інфранизьких частотою, цей метод компенсації має низьку ефективність. Тому відомі схеми не забезпечують можливості вимірювання електромагнітного випромінювання потужностей

сверхмалого рівня (Рх < 10 12… 10 14 Вт) високочастотних і надвисокочастотних сигналів.

II. Основна частина

Авторами доповіді розроблена структурна схема, показана на рис. 1 і запропонований алгоритм обробки вхідного сигналу, використання яких дозволяє виключити вплив неідентичності високочастотних підсилювачів інформативного шумового сигналу, значно знизити вплив на результат вимірювання як корельованих, так і некоррелірованних шумів і перешкод.

Схема містить два подвійних хвилеводних трійника А1 і А4, два попередніх узгоджувальних підсилювача А2 і АЗ, один з яких (А2) має парафазним виходи, підключені до входів волноводного комутатора U1. Виходи подвійного хвилеводного трійника А4 підключені до двох надвисокочастотним каналам, кожен з яких містить послідовно з’єднані СВЧусілітель і квадратичний детектор (А5, А7 і А6, А8 відповідно). Виходи квадратичних детекторів А7 і А8 через резистори R1 і R2 підключені до конденсатора С, висновки якого в свою чергу підключені до входів диференціального підсилювача А9. Вихід диференціального підсилювача А9 підключений до низькочастотної ланцюга, що складається з послідовно з’єднаних виборчого підсилювача А10, синхронного детектора А11 і фільтру нижніх частот А12. До виходу фільтра нижніх частот А12 підключений індикатор Р.

Рис. 1. Структурна схема вимірювача потужності Fig. 1. Block diagram of a power meter

Принцип роботи вимірювача полягає в наступному.

Електромагнітне випромінювання, яке приймається антеною XI у вигляді інформативного шумового сигналу надходить в одне з плечей подвійного хвилеводного трійника А1. На другий вхід волноводного трійника А1 поступає сигнал з волноводной навантаження R, еквівалентній антени по опору і рівню власних шумів. Прийнятий шумовий сигнал Ll (t)

має інтенсивність, дисперсія якої пропорційна температурі джерела електромагнітного випромінювання:

де КА10 коефіцієнт посилення виборчого

підсилювача А10; Fчастота комутації, що задається генератором G1.

Посилене низькочастотна напруга (7) надходить на вхід синхронного детектора А11, на керуючий вхід якого також подається прямокутне напруга частоти комутації з генератора G1. Випрямлена синхронним детектором напруга, величина якого пропорційна інтенсивності надвисокочастотного електромагнітного випромінювання, прийнятого антеною Х1 згладжується фільтром низьких частот А12 і реєструється індикатором вимірювача Р.

III. Результати експериментальних досліджень

Досліджено макет кореляційного вимірювача інтенсивності електромагнітного випромінювання в діапазоні частот 0,4 … 2,7 ГГц. Як приймач випромінювання використана широкосмугова антена рупорного типу. Для посилення високочастотних сигналів використовувалися напівпровідникові СВЧусілітелі типу MGA-72543 з коефіцієнтом власних шумів менше 0,5 дБ і коефіцієнтом підсилення 60 дБ. Квадратичні детектори виконані на тунельних діодах типу Г401А і працюють на зворотному ділянці вольтамперной характеристики в діапазоні від 0 до 0,1 В. хвилеводний комутатор виконаний на відрізках хвилеводу, в яких встановлені pin діоди, які використовуються в стандартних модуляторах типу М-347.

Диференціальний підсилювач виконаний на трьох широкосмугових операційних підсилювачах типу AD8628 з автоматичною установкою нуля і має коефіцієнт посилення порядку 1000.

Дослідження показали, що кореляційний вимірювач інтенсивності електромагнітного випромінювання, виконаний по розглянутій схемі, має флуктуаційні поріг чутливості

порядку 1 (Г21 Вт / (Гц-см2). У відомих кореляційних вимірниках поріг чутливості вище і складає 1 (Г19 Вт / (Гц-см2). Обумовлено це тим, що корельовані шуми двох високочастотних підсилювачів, які флюктуіруют з інфранизьких частотою, викликають зміщення нуля на виході вимірювача на (3 … 5)-Ю ‘20 Вт / (Гц-см2), Яке не може бути усунуто відомими методами.

IV. Висновок

Таким чином, в запропонованому авторами радіометричному корреляционном вимірнику потужності надвисокочастотного електромагнітного випромінювання інформативний шумовий сигнал, прийнятий антеною Х1, виділяється і вимірюється на тлі власних шумів антени Х1, шумів підсилювачів надвисокої частоти А5 і А6 СВЧканалов, що перевищують за рівнем інформативний сигнал. Роль корреляторов в схемі виконують квадратори СВЧ-каналів, у яких за рахунок квадратичного перетворення формується корисний сигнал і некорельовані шумові сигнали, які усереднюються вхідним фільтром R1, R2 і С диференціального підсилювача А9. Корельовані шуми підсилювачів і квадратичних детекторів НВЧ-каналів, перемножуються, взаємно віднімаються на вході диференціального підсилювача А5 і послаблюються, як синфазні перешкоди на інвертується і неінвертуючий входах цього підсилювача, що пригнічує вплив низькочастотних шумів і перешкод, які потрапляють в смугу пропускання виборчого підсилювача частоти комутації А10 і впливають на синхронний детектор А11 низькочастотного каналу вимірювача.

V. Список літератури

1. Есепкіна Н. А., Корольков Д. В., Парійскій Ю. Н. Радіотелескопи і радіометри. М.: Наука. -1972. 416 с.

2. Миколаїв А. Г., Перцов С. В. Радіотеплолокація. М.: Изд. Сов. Радіо. 1964. 235 с.

3. Патент України № 39444А, кп. G01 R 29/08, Бюл. № 5, 2001.

RADIOMETRIC CORRELATION POWER METER OF MICROWAVE RANGE

Yu. Skripnik, K. Shevchenko Kiev National University of Technologies and Design 01011, Kiev, Ukraine, tel. (044) 256-29-93 E-mail: autom@i. com.ua

O. Yanenko

Research Centre of Quantum Medicine "Vidguk" 01033, Kiev, Ukraine tel. (044) 220-87-81, fax: (044) 220-44-82

I.  Introduction

The meters of correlation signals are known and widely used in radio astronomy, radiolocation, meteorology and other areas of science and engineering [1,2]. The possibility of sensitivity increasing and accuracy of meters is esteemed at the expense of decreasing of noise and handicap influencing.

II.  Main part

The authors of the present report design the structure scheme (Fig. 1) and algorithm of input signal transformation.

The scheme consists of double hybrid circuits A1 and A4, two preamplifiers A2 and A3, one of them has one (A2) paraphase output connected to an input of the commutator U1. The outputs of a double hybrid circuit A4 are connected to superhigh frequency channels, each of which consists of a super high frequency amplifier (A5, A6) and square-low detector (A7, A8). The outputs of square-low detectors through resistors R1 and R2 are connected to the capacitor C, of the capacitor to input of a differential amplifier A9. In its turn the amplifier output A9 is connected to an input of a low frequency channel. The low frequency channel consists of the amplifier of frequency commutation A10, a synchronous detector A11 and a low-pass filter A12. the indicator P is connected with an output of a lowpass filter A12.

The alternation of a position of the commutator U1 results to periodic recharge of the capacitor З originating alternating stress of commutation frequency on an amplifier output A9. The noise of amplifiers of superhigh frequency channels at disparity of gains does not change the sign of differential and consequently does not influence a desired signal of frequency commutation:

where KAm amplification factor of the selective amplifier

A10; S1 steepness of transformation of square-law detector

A7 and A8; Kx amplification factors of a microwave

amplifiers A5 and A6; Ux intensity of an input signal

accepted by an antenna X1; F frequency of commutation set by the generator G1.

The discharged pressure is rectified by a synchronous detector and registered by the indicator.

III.  Results of experimental investigations

The breadboard of a correlation meter of electromagnetic radiation intensity in frequency band 0,4..,2,7Hz is tested. The researches have shown that the correlation meter of electromagnetic radiation intensity made on the reviewed scheme has fluctuation threshold .

IV.  Conclusion

The correlated noise of amplifiers, and also squarer of a superhigh frequency channels are multiplied and mutually deducted on an input of a difference amplifier A5 and relaxed as in-phase handicaps on inverting and not inverting inputs of this amplifier.

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології», 2003р.