В підсилювачі потужності звукової частоти класу АВ, описаному в цій статті, застосовуються у вихідному каскаді пара комплементарних польових МОП транзисторів. Ця особливість дозволяє поліпшити робочі характеристики в порівнянні з еквівалентним вихідним каскадом на біполярних транзисторах і дозволяє спростити схему драйвера. Драйвер працює в лінійному режимі класу А. У той час, коли проектувалася ця схема, силові МОП транзистори з логічним рівнем управління ще не були доступні і були використані звичайні МОП ПТ Застосування приладів з низьким пороговим напругою спрощує схему і знижує рассеиваемую потужність в режимі спокою.

Описаний підсилювач віддає ефективну потужність порядку 60 Вт в 4-омную навантаження, при напрузі живлення ± 30 В. Ширина робочої смуги частот перевищує 100 кГц, але може бути змінена вибором відповідних номіналів в ланцюгах корекції.

Принципова електрична схема підсилювача показана на рис. 1. Використання розділених шин харчування (± іпіт,) дає помітне зниження пульсацій джерела живлення і дозволяє безпосередньо підключити навантаження.

Рис. 1. Схема підсилювача

Вихідні транзистори VT5, VT6 включені за схемою з загальним стоком (істоковий повторювач). Це дає подвійну перевагу: знижується можлива паразитна генерація в потужному вихідному каскаді,-так як коефіцієнт посилення по напрузі складає менше одиниці; виключається позитивний зворотний зв’язок від тепловідводу, на якому встановлюється транзиторів, так як висновок стоку, електрично з’єднаний з корпусом, знаходиться під постійною напругою.

Симетричність вихідної напруги досягається подачею на затвор п-канального транзистора VT5 напруги негативного зворотного зв’язку по постійному сигналі з виходу підсилювача. Використання ланцюга зворотного зв’язку С4, R8, R9 також дозволяє попередньою каскаду на транзисторі VT4 працювати при практично постійному струмі, що покращує лінійність каскаду схеми управління. Діод VD1 працює як “підпора” для ланцюга негативного зворотного зв’язку, обмежуючи позитивне напруга на затворі VT5. Це дозволяє підтримувати симетрію сигналу при підключенні навантаження.

Транзистор ѴТЗ і резистори R11, R12, R13 забезпечують напругу зсуву для вихідних транзисторів, змінний резистор R12 служить для регулювання вихідного струму спокою зміною порогового напруги. У схемі є температурна стабілізація струму спокою, так як напруга емітер-база біполярного транзистора ѴТЗ і порогові напруги двох МОП транзисторів мають температурний коефіцієнт, що дорівнює 0,3% / ° С.

Транзистор ѴТ4 працює в режимі класу А при номінальному струмі спокою 5 мА, що визначається номіналами резисторів R8, R9. Сигнал на ѴТ4 подається від диференціальної пари ѴТ1, ѴТ2. Струм спокою вхідного каскаду становить 2 мА і встановлюється резистором R3. Сигнал негативного зворотного зв’язку подається з виходу підсилювача на базу ѴТ2 через резистор R6.

Елементи R7, С2 визначають коефіцієнт посилення при замкнутому ланцюзі зворотного зв’язку підсилювача і забезпечують збільшення коефіцієнта посилення на низьких частотах. Додаткові елементи R15, С7, включені між виходом і загальним проводом, пригнічують високочастотний відгук вихідного каскаду, приводячи до того, що високочастотні характеристики підсилювача визначаться характеристиками вхідного каскаду. Елементи R1, R2, С1, на вході підсилювача визначають вхідний імпеданс (47 кОм) і служать для придушення високочастотних перешкод.

Додаткове придушення пульсацій напруги джерела живлення, що подається на вхідний каскад, здійснюється елементами R4, СЗ. Додаткові елементи схеми призначені для забезпечення високої стабільності всього підсилювача. Значення їх номіналів будуть в деякій мірі залежати від топології друкованої плати. При розробці друкованої плати потрібно слідувати наведеним нижче правилам:

1. Слід застосовувати принцип “загальної землі”, тобто блокувальні конденсатори джерела живлення, елементи ланцюгів зсуву та вхідного каскаду повинні розташовуватися в безпосередній близькості до поверхні земляний шини друкованої плати, усуваючи тим самим вплив струму через загальну шину. Аналогічно потрібно підключати навантаження, резистор зворотного зв’язку і елементи високочастотної корекції до загальної точки (саме точці) друкованої плати;

2. Довжина з’єднувальних провідників до затворам МОП транзисторів VT5, VT6 повинна бути мінімальною, щоб уникнути паразитної генерації в потужному вихідному каскаді. Для придушення паразитної генерації можна збільшити номінал резистора R10, але занадто велика величина резистора буде обмежувати швидкість наростання вихідної напруги. Генера-цію в підсилювачі, що спричинюється ємнісної зв’язком в базі транзистора VT4 можна прибрати зміною номіналу резистора R14;

3. Зсув фази в підсилювачі при роботі на реактивне навантаження може приводити до нестабільної роботи на високих частотах. При ємнісний навантаження генерацію на високих частотах усуває дросель (без феромагнітного сердечника)! При активному опорі навантаження 8 Ом і ємності 2 мкФ індуктивність дроселя буде складати 3 мкГн.

На рис. 2 наведено розміщення елементів на друкованій платі, яка може використовуватися для схеми, показаної на рис. 1.

Рис. 2. Розміщення елементів на друкованій платі

   Робочі характеристики підсилювача

Для досягнення середньоквадратичної потужності 60 Вт, струм в навантаженні з опором 4 Ом повинен мати середньоквадратичне значення 3,9 А або пікове значення 5,5 А. Ці значення виходять з формул:

де Р0-вихідна потужність, Вт; I-струм в навантаженні, A; U-напруга на навантаженні, В; Іт – амплітудне значення струму, A; Urn – амплітудне значення напруги, В; Ян-опір навантаження , Ом.

Крім того, з (1) випливає, що напруга на навантаженні при вихідній потужності 60 Вт має середньоквадратичне значення 15,5 В або пікове 22 В.

Щоб отримати струм витоку 5,5 А, п-канальний МОП транзистор IRF532 вимагає напруга затвор-витік, близько 5 В. Можна зробити висновок, що напруга зсуву на затворі для досягнення пікової потужності при позитивній напівхвилі одно Um + Uзи = 27 В. Аналогічний розрахунок для негативної півхвилі при використанні р-канального МОП транзистора IRF9532 показує, що потрібно подача негативного напруги зсуву на затвор значенням 28 В.

Отже, для 60-ватного виходу буде достатньо напруги ± 30 В за умови, що подається напруга буде не нижче ± 28 В під навантаженням, тобто імпеданс джерела харчування повинен бути менше 1 Ом. Співвідношення між потужністю, що віддається в навантаження і потужністю, одержуваної від джерела живлення, показані на рис. 3, при синусоїдальній сигналі при напрузі живлення ± 30 В. Крива, що представляє потужність на навантаженні, може бути легко побудована за допомогою (1) для різних величин струму навантаження. Потужність, споживана від джерела, визначалася за допомогою наступної формули:

де Рподв – споживана від джерела живлення потужність, Вт; Uпит-напруга джерела живлення, В;

Iліг – споживаний підсилювачем струм, А.

Різниця між двома значеннями потужності – це потужність, що розсіюється на МОП транзисторах і, як можна бачити з рис. 3, вона має пік, рівний приблизно 46 Вт Припускаючи, що максимальна температура навколишнього середовища дорівнює 55 ° С, повне тепловий опір між переходами двох МОП транзисторів і навколишнім середовищем повинно бути менше 2 ° С / Вт Вважаючи, що кожен з МОП ПТ IRF532 і IRF9532 має тепловий опір перехід-корпус, рівне 1,67 ° С / Вт, максимальна температура корпусу повинна бути менше 110 ° С і тепловий опір тепловідвід-навколишнє середовище повинно бути менше 1,16 ° С / Вт

Амплітудно-частотні характеристики підсилювача при різних номіналах елементів ланцюга зворотного зв’язку показані на.ріс. 4. Коефіцієнт посилення при розімкнутому ланцюзі зворотного зв’язку дорівнює 30 дБ, граничні частоти по рівню 3 дБ дорівнюють 15 Гц і 60 кГц. Криві при замкнутому ланцюзі зворотного зв’язку показані для коефіцієнтів підсилення підсилювача 100 (R7 = 470 Ом) і 20 (R7 = 2,2 кОм). В обох випадках криві залишаються плоскими в межах +1 дБ між 15 Гц і 100 кГц та навантаженні 8 Ом.

Рис. 3. Залежно співвідношення між потужностями

Швидкість зміни вихідної напруги підсилювача, виміряна при подачі на вхід меандру амплітудою 2 В між піками склала 13 В / мкс при наростанні і 16 В / мкс при спаді. Відхилення від цих значень може бути збалансовано включенням послідовно в ланцюг затвора ѴТ6 додаткового резистора.

Сумарний коефіцієнт нелінійних спотворень підсилювача показаний на рис. 5. Зниження коефіцієнта посилення при замкнутій петлі зворотного зв’язку від 100 до 20 створює суттєве зменшення спотворень. Струм спокою вихідного каскаду був встановлений близько 100 мА, і він може істотно впливати на величину спотворень, якщо буде нижче 50 мА.

Завісімостьтока спокою у вихідному каскаді і вихідної напруги зсуву від напруги джерела живлення наведено в табл. 1.

Табл. 1. Залежність струму спокою і вихідної напруги

Напруга живлення, В

Напруга зсуву, мВ

Струм спокою, мА

   35

   -40

   135

   30

   -20

   100

   25

   +4

   75

   20

   +30

   54

Рис. 4. Амплітудно-частотні характеристики підсилювача

Струм спокою встановлюється, в першу чергу, потенціометром R12. Мінімальна напруга зсуву виходить, якщо движок резистора повернений до відмови проти годинникової стрілки, якщо використовується топологія друкованої плати, показана на рис. 2. Вимірювання струму проводять, подаючи напруга позитивної полярності через амперметр з максимальним значенням шкали 1 А. Потім резистором R12 виставляють струм спокою, рівний 100 мА при напрузі живлення ± 30 В. Амперметр повинен бути вилучений зі схеми перед подачею вхідного сигналу на підсилювач.

   Вимоги до джерела живлення

Простий мережевий джерело живлення, придатний для підсилювача класу АВ, показаний на рис. 6. Напруга ± 30 В береться з вторинної обмотки мережевого трансформатора з відведенням від середньої точки. Протизавадні конденсатори розв’язки з харчування С1 і С6 (рис. 1) повинні бути встановлені як можна ближче до вихідного каскаду підсилювача і служать для зниження пульсацій живлення до 5,5 В між піками при повному навантаженні.

Рис. 5. Сумарний коефіцієнт нелінійних спотворень підсилювача

Рис. 6. Простий мережевий джерело живлення

   Налаштування

Малоймовірно, що який-небудь досвідчений експериментатор буде мати труднощі при досягненні задовільних результатів при побудові підсилювача по цій схемі. Головні проблеми, які слід передбачити – це неправильна установка елементів і пошкодження МОП транзисторів при неправильному поводженні з ними або при порушенні схеми. В якості керівництва для експериментатора пропонується наступний перелік контрольних перевірок для пошуку несправностей:

1. При збірці друкованої плати спочатку встановіть пасивні елементи і переконайтеся у правильному включенні полярності електролітичних конденсаторів. Потім встановіть транзистори VT1 … VT4. І, нарешті, встановіть МОП транзистори, уникаючи статичного заряду, замикаючи одночасно висновки на землю і використовуючи заземлений паяльник. Перевірте зібрану плату на правильність установки елементів. Для цього буде корисно користуватися розташуванням елементів, показаному на рис. 2. Перевірте друковані плати на відсутність замикань припоєм доріжок і, якщо вони є, видаліть їх. Перевірте вузли пайок візуально і електрично за допомогою мультиметра і переробіть, якщо це необхідно.

2. Тепер на підсилювач може бути подана напруга живлення і виставлений струм спокою вихідного каскаду (50 … 100 мА). Потенціометр R12 спочатку встановлюється за мінімальним струмі спокою (до відмови проти годинникової стрілки на топології плати рис. 2). В позитивну гілку харчування включається амперметр з межею вимірювання 1 А. Обертанням движка резистора R12 добиваються показань амперметра 50 … 100 мА. Установка струму спокою може бути виконана без підключення навантаження. Однак, якщо навантажувальний динамік включений в схему, він повинен бути захищений запобіжником від перевантаження по постійному току. При встановленому струмі спокою

прийнятне значення вихідної напруги зміщення повинно бути менше 100 мВ. Зайві або безладні зміни струму спокою при регулюванні R12 вказують на виникнення генерації в схемою або неправильне з’єднання елементів. Слід дотримуватися рекомендацій, описаних раніше (послідовне включення в ланцюг затвора резисторів, мінімізація довжини з’єднувальних провідників, загальне заземлення). Крім того, конденсатори розв’язки з харчування повинні встановлюватися в безпосередній близькості до вихідного каскаду підсилювача і точки заземлення навантаження. Щоб уникнути перегріву потужних транзисторів регулювання струму спокою повинно виконуватися при встановлених на тепловідвід МОП транзисторах.

3. Після встановлення струму спокою амперметр повинен бути вилучений з ланцюга позитивного харчування і на вхід підсилювача може бути поданий робочий сигнал. Рівень вхідного сигналу для отримання повної номінальної потужності повинен бути наступним:

Ubx = 150 мВ (Rh = 4 Ом, Ки = 100);

Ubx = 160 мВ (Rh = 8 Ом, Ки = 100);

Ubx = 770 мВ (Rh = 4 Ом, Ки = 20);

Ubx = 800 мВ (Rh = 8 Ом, Ки = 20).

“Підрізання” на піках вихідного сигналу при роботі з номінальною потужністю вказує на погану стабілізацію напруги живлення і може бути виправлено зниженням амплітуди вхідного сигналу і зменшенням номінальних характеристик підсилювача.

Амплітудно-частотна характеристика підсилювача може бути перевірена в діапазоні частот 15 Гц … 100 кГц за допомогою набору для звукового тестування або генератора і осцилографа. Спотворення вихідного сигналу на високих частотах вказує на реактивний характер навантаження і для відновлення форми сигналу потрібно підбір величини індуктивності вихідного дроселя L1. Амплітудно-частотна характеристика на високих частотах може бути вирівняна за допомогою компенсаційного конденсатора, включеного паралельно з R6. Низькочастотна частина амплітудно-частотної характеристики коректується елементами R7, С2.

4. Наявність фону (гудіння) найімовірніше походить в схемі при установці занадто високого підсилення. Наведення на вході з високим імпедансом мінімізується використанням екранованого кабелю, заземленого безпосередньо в джерелі сигналу. Низькочастотні пульсації харчування, що потрапляють з харчуванням у вхідний каскад підсилювача, можуть бути усунені конденсатором СЗ. Додаткове ослаблення фону здійснюється диференціальним каскадом

на транзисторах VT1, VT2 передпідсилювача. Однак, якщо джерелом фону є живить напруга, то можна підібрати значення СЗ, R5 для придушення амплітуди пульсацій.

5. У разі виходу з ладу транзисторів вихідного каскаду через коротке замикання в навантаженні або через високочастотної генерації необхідно замінити обидва МОП транзистора, при цьому малоймовірно, щоб з ладу вийшли інші елементи. При установці в схему нових приладів процедура настройки повинна бути повторена.

   Висновки

Використовуючи комплементарну пару польових МОП транзисторів 1RF532 і 1RF9532 і джерело живлення ± 30 В, можна досягти наступних робочих характеристик.

Технічні характеристики

Максимальна середньоквадратична потужність

 

при Rh = 4 Ом, Вт

   60

при Rh = 8 Ом, Вт

   32

Робочий діапазон частот, Гц

   15…100 000

Коефіцієнт нелінійних спотворень:

 

при f = 1 кГц, Рвих = 60 Вт, Rh = 4 Ом,% ..

   0,15

при f = 1 кГц, Рвих = 32 Вт, Rh = 8 Ом,%. .

   0,08

Коефіцієнт посилення, дБ

   25…40

Вхідний імпеданс, кОм

   47

На рис. 7, рис. 8 показаний відгук на прямокутні імпульси частотою 1 кГц і 100 кГц, а також відгук підсилювача на синусоїду частотою 1 кГц і 100 кГц.

Рис. 7. Відгук підсилювача на прямокутні імпульси

Рис. 8. Відгук підсилювача на синусоїду

Автор статті – П. Вілсон. Стаття опублікована в Pл, № 1, 2002 р.