А. М. Корольов, В. М. Шульга Радіоастрономічний інститут НАН України Україна, 61002, м. Харків, вул. Червонопрапорна, 4 E-mail: shulga @ rian. kharkov. ua

Анотація У даній роботі представлений ряд підсилювальних пристроїв на дециметровий діапазон довжин хвиль, що відрізняються особливо низьким рівнем шумів (10н-20 К) при кімнатній температурі і неглибокому (не криогенному) охолодженні. Викладено особливості розрахункової процедури та схемотехніки, що дозволяють з найбільшою повнотою реалізувати потенційні можливості сучасних псевдоморфного гетероструктурних транзисторів. На підставі отриманих експериментальних даних робиться прогноз про можливість зниження шумової температури неохолоджуваних широкосмугових підсилювачів (на частотах

0, 3-3 ГГц) до 10 К.

I. Вступ

Ускладнення вимог, що пред’являються до малошумящим підсилювачів СВЧ приймальних систем, і безперервне оновлення їх елементної бази стимулюють пошук нових рішень на всіх етапах проектування і реалізації підсилювальних пристроїв. Для підсилювачів сверхмалошумящіх (СМШУ), якщо за умовами експлуатації (або рентабельності) не можна використовувати глибоке (20 К) охолодження, актуальна проблема зниження шумів може бути дозволена єдиним способом: приведенням шумової температури підсилювача (Тп) до мінімальної температури шумів транзисторної структури (Tmin). На даний момент у вельми важливому для практики дециметровому (Дм-) діапазоні потенційні можливості транзисторів реалізуються далеко не повною мірою: Tmin псевдоморфного транзисторів з високою рухливістю електронів (РНЕМТ) становить 5-і5 К (в діапазоні 0,3 н-3 ГГц), в той час як Тп дорівнює, в кращому випадку, 25н-35 К [1]. В цьому плані принципово важливим є вирішення наступних завдань: 1) вироблення ефективної методики відбору перспективних транзисторних структур, 2) оптимізація схемотехнічного рішення; 3) визначення мінімальнодостаточного рівня охолодження для виходу на сверхмалошумящій режим (умовно Тп <10 К). Метою цієї роботи було рішення сформульованих завдань стосовно широкосмуговим підсилювачів дм-діапазону, які мають широку область практичного використання.

II. Теорія

Основні процедури розрахунок Тп, коефіцієнта посилення, стійкості та інші, в даний час добре вивірені і доступні у вигляді відомих програмних продуктів, які здійснюють синтез оптимальних узгоджуючих ланцюгів в заданій смузі частот. Специфіка саме дм-діапазону, що утрудняє автоматизоване проектування, полягає в неточності початкових даних про базову наборі шумових параметрів РНЕМТ (Tmin і оптимальний імпеданс джерела в першу чергу). Параметри узкозатворних структур (менше 400 мкм) на частотах менше 2 ГГц часто взагалі не паспортизуються, для шірокозатворних (400-І600 мкм) наводяться у вигляді екстраполяції. При цьому вибір шумовий моделі та оцінку її адекватності виготівник транзистора залишає за собою. Нам видається, що такий підхід несумісний з необхідним для розрахунку СМШУ рівнем точності. І якщо похибка оцінки оптимального імпедансу джерела в певній мірі можна компенсувати підстроюванням вхідного ланцюга, то неточність прогнозу Tmin викликає більш серйозні наслідки необхідність зміни типу транзистора і повторення високовитратного (за часом і ресурсам) етапу натурного макетування.

Один з можливих способів визначення шумових параметрів польового транзистора (і оцінки його перспективності як активного елементу СМШУ) дає викладений в [2] “метод макропараметрів”. Зокрема, для обчислення Tmin пропонується використовувати вираз Т | тпп = 2Тфіз/ФС! т, де Тфіз фізична температура транзисторної структури, Qin добротність ланцюга витік-затвор, Ф феноменологічний коефіцієнт. Величина Qin вимірюється прямо, слабо залежить від режиму зсуву та температури. Ф-параметр, який визначається як оптимальний декремент джерела сигналу (для внутрішнього транзистора intrinsic FET), у першому наближенні незмінний в межах великих структурнотехнологіческіх класів польових транзисторів (Ф = 0,6 н-0, 7 для РНЕМТ). Макропараметріческая оцінка шумових характеристик транзистора, безумовно, не універсальна, але в дм-діапазоні вже підтвердила свою ефективність [3].

Додаткові критерії відбору транзистора надає самий загальний аналіз структури вхідних согласующей ланцюга. Виходячи, з точки зору мінімізації втрат, з припущення про перевагу одноелементні согласующей ланцюга, і представляючи її відрізком лінії передачі, в рамках методу макропараметрів можна отримати [2] вираз для необхідного хвильового опору (р) лінії: p = (o> Cgs) “1(1,56 + Ф2)0,5, Де з циклічна частота, Cgs ємність витік-затвор транзистора. Вираз дозволяє оцінити можливість реалізації вхідного ланцюга в режимі широкосмугового (октава) узгодження при заданих Cgs і р. Переймаючись фізично реалізованими значеннями р високодобротних ліній і центральною частотою робочого діапазону, нескладно знайти інтервал оптимальних значень Cgs і використовувати отриманий результат як додатковий критерій відбору транзистора.

По відношенню до транзистору другого каскаду (практичні СМШУ пристрої багатокаскадні) вимоги дещо інші. У переважній більшості випадків інваріантний коефіцієнт стійкості НЕМТ перевищує одиницю тільки в сантиметровому діапазоні, що різко загострює проблему стійкості пристроїв дм-діапазону. Якщо межкаскадная согласующая ланцюг не містить дисипативних елементів (не бажаних через привнесених ними шумів), то особливого значення набуває забезпечення стійкості до паразитної генерації поза смуги робочих частот. В дм-діапазоні, де коефіцієнт посилення транзисторів відносно великий, ефективний спосіб забезпечення стійкості безпосереднє каскадування [4], при якому межкаскадная ланцюг по числу елементів і розмірах скорочується до мінімуму. В цьому випадку навантаження транзистора першого каскаду автоматично реалізується у вигляді нізкодобротного демпфирующей ланцюга. Величину її добротності (Qd) можна виразити через модуль (рп) та фазовий кут (фі) елемента Sn Sматріци транзистора друга каскаду: Qd = 2pnsin (pii / (1-pii2). Введенням місцевої зворотного зв’язку (індуктивність в джерелі) величину Qd можна регулювати [4]. В цілому, при раціональному виборі транзистора другого каскаду, його вхід буде грати роль нешумящей (Тп «Тфіз) дисипативної навантаження транзистора першого каскаду, істотно збільшуючи стійкість останнього до внеполосной генерації. Вимоги до транзистору другого каскаду: низьке значення шумового опору; близькість реальної частини оптимального імпедансу джерела до вихідного опору транзистора першого каскаду; Qd <4 на частотах вище 3 ГГц.

Спрощена схема (ланцюги постійного струму не показані) експериментального двокаскадного підсилювача показана на рис.1. Її принципова простота результат ретельного вибору типів транзисторів “під діапазон”, виконаного згідно зі сформульованими вище рекомендаціями. В підсилювачі використані РНЕМТ фірми Agilent: ATF34143 на діапазон 0,5-І ГГц (Q1 два транзистори, включених впараллель); ATF-34143 (Q1) і ATF38143 (Q2) на діапазон 1н-2 ГГц; ATF-36077 (Q1) і ATF-34143 (Q2) на діапазон 2н-4 ГГц. Виміряна АЧХ підсилювачів (рис.2) має легко коректовані форму, але розрахунок і натурне моделювання підсилювача показали, що введення елементів частотної корекції несумісне з отриманням низького коефіцієнта стоячої хвилі (КСХН) по входу. Функції формування амплітудно-частотної характеристики (АЧХ) раціональніше віднести до наступних каскадам, забезпечивши в перших двох достатній запас по посиленню. Відповідно, в представленому підсилювачі спеціальні коригуючі АЧХ кола не використовуються.

III. Експеримент

Конструкція експериментальних підсилювачів бесподложечная, з використанням Q-метрично протестованих навісних елементів. Лінія L1 і не показані на схемі дроселі ланцюгів постійного струму спірально-циліндричні індуктивності. L2h-L5 відрізки дротяних повітряних ліній. Для придушення перешкод від GSM-телефонії в ланцюгах харчування і зміщення встановлені 7-звенні фільтри з коефіцієнтом придушення більше 60 дБ. Ланцюги стабілізації та контролю режимів винесені в окремий модуль.

Вимірювання шумової температури підсилювачів проводилося за допомогою резистивного шумового генератора відомим методом 2-х температур (292 К і 78 К). Похибка вимірювань, з урахуванням нелінійності та нестабільності вимірювального підсилювача, температурної залежності імпедансу шумового генератора (незначною) і похибки вимірювання його температури, оцінюється в +2 К.

На рис.2 показана АЧХ підсилювача на діапазон 1н-2 ГГц і залежність його вхідного КСХН від частоти. Частотна залежність шумової температури (ріс.З) виміряна при фізичному температурі підсилювача 20 ° С, -50 ° С, -100 ° С і 196 ° С. Характеристики підсилювачів на діапазони 0,5-І ГГц і 2н-4 ГГц якісно подібні. В центрі робочого діапазону коефіцієнт посилення “низькочастотного” підсилювача дорівнює 35 +1 дБ, “високочастотного” 25 +1 дБ. При 20 ° С і -50 ° С в центрі діапазону Тп “низькочастотного” підсилювача нижче, а “високочастотного” вище на 5 +2 К. Для всіх підсилювачів при температурах -50 ° С і -100 ° С спостерігається перевищення виміряного значення Тп над розрахунковим на Зн-7 К. На даному етапі досліджень автори не можуть ідентифікувати джерело цих шумів, так само як і вказати суттєвий дефект розрахункової процедури.

IV. Висновок

Представлені у цій роботі підсилювачі мають шумову температуру на 10н-30% нижче, ніж у аналогічних пристроїв, описаних в літературі на даний момент. Показана можливість виходу на Тп = 10 К при охолодженні до температури -100 ° С, яка може бути отримана за допомогою Пельтьеохладітелей. При усуненні виявленого в експерименті джерела шуму (Зн-7 К, на даний момент не ідентифікованого) можна очікувати зниження шумової температури підсилювачів дмдіапазона до 10 К при кімнатній температурі.

V. Список літератури

[1]  James J. Whelean, Low-Noise Amplifiers Then and Now. IEEE Trans. Microwave Theory and Techniques. 2002, MTT-50, №3, pp. 806-813.

[2]  А. М. Корольов, Особливості узгодження польових транзисторних структур на мінімум шум-фактора в дециметровому діапазоні. Радіофізика і радіоастрономія. 2002, т. 7, № 3, с. 273-288.

[3]  А. М. Корольов, В. М. Шульга. Режим наднизьких шумів в широкосмуговому неохолоджуваному підсилювачі на РНЕМТ в дециметровому діапазоні. Радіофізика і радіоастрономія. 2003, т. 8, № 1, с. 21-27.

[4]  А. М. Корольов, Підвищення стійкості малошумящих підсилювачів на НЕМТ. Радіофізика і радіоастрономія. 2003, т. 8, № 3, с. 233-238.

Рис. 1. Спрощена принципова схема підсилювачів

f, GHz

Puc. 2. Залежність коефіцієнта посилення (шкала зліва, дБ) і КСХН по входу (шкала справа) від частоти, підсилювач на діапазон 1 +2 ГГц

Fig. 2. Measured gain (left scale, dB) and input VSWR (right scale) vs. frequency for 1+2 GHz amplifier

Puc. 3. Залежність шумової температури (шкала зліва, К) від частоти підсилювача на діапазон 1 +2 ГГц при різних навколишніх температурах

Fig. 3. Measured noise temperature (left scale, K) vs. frequency for 1 +2 GHz amplifier at various ambient temperatures

ULTRA-LOW-NOISE AMPLIFIERS FOR THE RANGES 0.5-1, 1-2, 2-4 GHZ: DESIGN PECULIARITIES

A. M. Korolev, V. M. Shulga National Academy of Sciences of Ukraine Institute of Radio Astronomy

4,     Chervonopraporna Str., Kharkiv, 310002, Ukraine E-mail: shulga(3).rian.kharkov. ua

Abstract Ultra-low-noise amplifiers, having nUoise temperature 10-20 До under moderate (uncryogenic) cooling, for the ranges 0.5-1, 1-2, 2-4 GHz are presented. The design peculiarities aimed to the most effective realization of modern PHEMTs potential are described. Relying on obtained experimental data prediction, it is drown that noise temperature of uncooled broadband amplifiers may be reduced down to 10 К over 0.3 to 3 GHz band.

I.  Introduction

If the use of cryogenic cooling is unsuitable, there is only one way in which actual problem of microwave amplifier’s noise reduction may be solved. It is the closest bringing of amplifier noise temperature (Tn) to minimum noise temperature of transistor (Tmin). There is Tmin = 5 … 15 До in L-band, whereas Tn = 25 … 35 До at best [1]. The objective of this work was to develop a method to realize the evident reserve by means of: 1) perfecting procedure of transistor type choice; 2) schematic optimization; 3) moderate cooling.

II.  Theory

To select HEMT for 1st cascade, we propose to use “method of macro parameters” (MMP) [2, 3]. There are equations for Tmin and Cgs of transistor in the framework of MMP: Tmin=2T/OQin, p=(a)Cgs)’1(1.56 + Ф2)05, where T is ambient temperature, Cgs gate-source capacitance, p characteristic impedance of low-loss input transmission line (1-element matching), Qin directly measured “cold” HEMT input quality factor. Ф is phenomenological factor (optimum decrement of signal source), close to 0.7 for PHEMT (intrinsic). To provide maximum stability of 1st cascade, we propose to use direct-coupling circuitry [4] and to choice transistor for 2nd cascade with low “hot” input quality factor Qd: Qd=2p11sin911/(1-p112), where pn and cpn is Sn magnitude and angle respectively. Approximately, Qd must be 3 or less out of amplifier operating band.

A simplified schematic of amplifiers described in this paper is shown in Fig.1. Q1 and Q2 are Agilent’s PHEMTs: ATF34143 (1st, 2nd) for 0,5-1 GHz range; ATF34143 (1st) and ATF38143 (2nd) for 1-2 GHz range; ATF36077 (1st) and ATF34143 (2nd) for

2-    4 GHz range.

III.  Experiment

Measured gain and input VSWR vs. frequency for 1-2 GHz amplifier is shown in Fig.2. Measured noise temperature vs. frequency for 1-2 GHz amplifier is shown in Fig.2 at various ambient temperatures. The accuracy is ± 2 К (cold / hot load method). For all amplifiers at 20 З good agreement between theoretically calculated Tn and experimentally measured values ​​was observed. Measured Tn at -50 С and -100 С was 3-7 До higher then theoretically predicted level. We now have not a rational explanation for these.

IV. Conclusion

Presented broadband amplifiers have (as we believe) noise temperature 10-30% less then any similar device reported to date. Tn about 10 К was obtained at -100 С (so-called Peltier cooling level). With elimination excessive noise source (about 5 K) founded experimentally, the possibility to reduce noise temperature of uncooled L-band amplifier can be predicted.

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології», 2003р.