Дахова В. М., Горобець Н. Н. Харківський національний університет ім В. Н. Каразіна Харків 61077, Україна Тел.: (0572) 457175; e-mail: Nikolay.N.Gorobets @ univer.kharkov.ua

Анотація Розглянуто можливість зменшення перших бічних пелюсток уголкових хвилеводно-щілинних антенних решіток (АР) біжучої хвилі відповідним порушенням малого числа випромінювачів на етапі проектування. Для цього використовувалися математичні моделі решітки або при відсутності випромінювача, або при його протівофазно порушення, або одночасно обидві моделі для різних випромінювачів.

I. Вступ

Уголковие АР [1] дозволяють зберігати напрям головного максимуму діаграми спрямованості (ДН) в напрямку бісектриси кута розчину АР в діапазоні частот. Відстані між випромінювачами в уголковой АР відрізняються від резонансного відстані, що дорівнює половині довжини хвилі в хвилеводі. Остання обставина дозволяє позбавитися від «ефекту нормалі» в уголкових АР. Крім того, для уголкових АР існує оптимальний кут розчину, при якому забезпечуються максимальні значення параметрів (КНД, коефіцієнт розсіювання та ін) [1]. В даній роботі досліджені можливості зменшення рівня перших бічних пелюсток уголкових АР на стадії проектування належним вибором способу порушення малого числа випромінювачів решітки.

II. Основна частина

Можливість придушення перших бічних пелюсток в равноамплітудних лінійних АР шляхом протівофазного збудження пари крайніх або близьких до крайніх випромінювачів показана в [2]. В [3,4] цей ефект досліджений більш детально і вивчені додаткові можливості зменшення рівня першого бокового пелюстки лінійних антен з резонансним відстанню між випромінювачами, коли амплітуда порушення А обраних випромінювачів приймає значення А = 0 (відсутність випромінювача), або А = –

1 (протівофазний випромінювач). Вибір таких значень амплітуди коригувальних випромінювачів особливо зручний при конструюванні хвилеводно-щілинних антен з змінно-фазно-пов’язаними з полем хвилі збудження поздовжніми щілинами, так як перший випадок відповідає відсутності щілини, а другий

– Переносу щілини дзеркально щодо середини широкої стінки хвилеводу.

Була розглянута Уголковая хвилеводно-щелевая АР з центральним збудженням, з симетричним розподілом амплітуд порушення і з однаковою комплексної ДН D всіх щілин. Комплексна ДН f такої АР у площині розташування хвилеводів описується виразом де N число щілин у кожній секції (половині) АР, Р різниця фаз між сусідніми щілинами, 5-кут нахилу секцій щодо перпендикуляра до бісектрисі кута розчину АР, хп відстань щілини від вершини кута розчину АР уздовж хвилеводу, 0 кутова сферична координата точки спостереження.

Як видно із запису ДН уголковой АР, подання її в придатному для аналізу аналітичному вигляді досить складно. Тому аналіз впливу зміни спрямованих характеристик АР проводився чисельним моделюванням. При розрахунках амплітуди збудження симетрично обраних щодо центру АР випромінювачів задавалися рівними «О» або «-1» та визначалися наступні характеристики АР: ширина головного пелюстка ДН по половинній потужності, КНД, коефіцієнт розсіювання за рівнем-ЗдБ, і коефіцієнти якості, як це визначено в [1].

У таблиці наведено результати розрахунків зміни рівнів першого і максимального бічних пелюсток (БЛ) уголковой АР на основі хвилеводу перетином 23x10мм2 для довжини хвилі Х0= 3.22см, 5 = 7.5 ° і N = 10 для випадків А, = 0 і Aj = -1. Відповідні значення рівнів БЛ лінійної АР (5 = 0) при Ап= 1 рівні: Ui ° = Umax0= -13.6 ДБ.

i

UV, дБ

Umax, ДБ

i

UiJ, ДБ

Umax \ ДБ

1

-9.4

-9.2

1

-6.0

-5.8

2

-9.9

-9.8

2

-8.0

-6.7

3

-12.8

-10.9

3

-9.5

-8.3

4

-14.3

-12.3

4

-12.0

-8.2

5

-16.3

-12.2

5

-16.0

-8.0

6

-18.9

-13.7

6

-23.0

-9.1

7

-17.8

-14.6

7

-50.1

-9.8

8

-18.4

-15.6

8

-39.5

-10.4

9

-17.8

-15.7

9

-17.3

-12.1

10

-11.6

-11.0

Як видно з таблиці, чим далі знаходиться вибраний випромінювач від центру АР (крім найближчих до краю секції), тим нижче рівні і першого, і максимального БЛ. Крім того, положення максимального БЛ зсувається в сторону великих кутів спостереження, що призводить до зміни БЛ між першим і максимальним. Так, другий БЛ для \ = 7 дорівнює-26.4дБ, а для j = 7 він дорівнює-16.5дБ. Таким чином, БЛ в цих випадках мають досить низький рівень у деякому секторі кутів спостереження.

У випадку, коли одночасно А = 0 і Aj = -1 виділити якусь загальну закономірність важко. Однак виявилося, що максимальний рівень БЛ в цьому випадку вище. Тому при аналізі результатів розрахунків слід віддати перевагу віддавалася ДН з найменшим Umax і малими рівнями БЛ в секторі кутів поблизу головного пелюстка. На рис.1 наведені приклади різних розрахованих ДН уголковой АР з постійним і скоригованими розподілами амплітуд порушення щілин.

Рис. 1 ДН уголковой АР: N = 10, Ао = 3.22см, 3 = 7.5 °

Fig. 1. Far field patterns of the corner antenna array: N=10, Ao=3.22cm, 5=7.5°

Дослідження впливу корекції порушення уголковой АР на її характеристики показало наступне (в порівнянні з аналогічними характеристиками лінійної АР при Ап= 1): ширина головного пелюстка ДН може як зменшуватися, так і збільшуватися, причому при її зменшенні рівень БЛ вище. КНД зменшується, а коефіцієнт розсіювання збільшується приблизно в два рази. Відповідно і показники якості АР, рівні відносинам КНД до коефіцієнта розсіювання і до твору ширини ДН на коефіцієнт розсіювання суттєво зменшуються.

I. Висновок

Проведені розрахунки ДН хвилеводно-щілинний уголковой АР з скоригованими порушенням, коли амплітуда порушення малого числа відповідним чином обраних випромінювачів приймає значення «О», «-1» або їх комбінацію показали, що вибором положення випромінювачів можна отримати ДН з придушенням БЛ в секторі кутів спостереження поблизу напрямку головного максимуму ДН. Такий метод корекції може бути застосований на етапі конструювання уголкових АР. Результати проведених досліджень можна застосувати й для лінійних і кутових АР вібраторних, мікрополоскових та інших випромінювачів, порушуваних у середині АР.

II. Список літератури

[1] Горобей, Н. Н., Горобей, Ю. Н., Дахова В. М. Уголковие антенні решітки біжучої хвилі з центральним збудженням. Радіофізика і радіоастрономія, 2000, т. 5, № 4, стр.416-423.

[2] Горобей, Н. Н., Горобей, Ю. Н. Придушення бічних пелюсток випромінювання антенних решіток з переменнофазним розподілом. “Всесюзное совещ. по приземному поширенню радіохвиль і електромагніт. сумісний. “, Улан-Уде, 1990, стор.91-92.

[3] Горобей, Н. Н., Горобей, Ю. Н., Дахова В. М. Зменшення бокових пелюсток лінійних антенних решіток. В кн. 9-а Міжнародна Кримська конференція “НВЧ техніка і телекомунікаційні технології”. Матеріали конференції [Севастополь, 13-16 вересня 1999 р.]. Севастополь: Вебер, 1999, стор 221-222.

[4] Горобей, Н. Н., Горобей, Ю. Н., Дахова В. М. Придушення бічних пелюсток антенних решіток корекцією збудження малого числа випромінювачів. В кн.: “Прац1 УНД1РТ”, Одеса, 2001, № 2 (26), стор.81-85.

SIDE-LOBE DECREASE IN THE CORNER WAVEGUI DE-SLOT ANTENNAS ARRAY

DakhovV. М., Gorobets N. N.

Karazin’s Kharkiv National Univercity

4        Svoboda Sq. Kharkiv 61077, Ukraine phone: (05722) 457175 e-mail: Nikolay.N.Gorobets@univer.kharkov.ua

Abstract The possibility of decreasing the first side lobes of the corner waveguide-slot antenna arrays (AA) with traveling waves by suitable excitation of small number of radiators during the designing stage is considered. Thereto three mathematical models of the array are used: either without radiators, or with radiator under antiphase excitation or two mentioned models simultaneously for different radiators.

I.  Introduction

The corner antenna arrays allow retaining the direction of the main maximum of far field pattern along bisector of AA corner angle within the frequency band. Spacing between radiators in the corner AA differ from the resonance distance equaled to half of waveguide wavelength. The latter circumstance gives chance to avoid the “effect of normal “ in corner antennas. More over the corner AA-s have the optimal corner angle, providing the maximum values of antenna performance (directivity, scattering coefficient etc.)[1]. In this paper the possibilities of decrease the first side lobe levels of the corner AA are investigated, which are performed on the designing stage by the appropriate choice of excitation the small number of AA radiators.

II.  Main part

The corner waveguide-slot AA with the central excitation having symmetrical amplitude distribution and the same complex far field pattern D of slot radiators is considered. The analysis of an effect of the AA directional characteristic variations is carried out with computational modeling for waveguideslot antenna array made on the basis of rectangular waveguide of 23x10mm2 cross-section, for free space wavelength Xo=3.22cm and for optimal angular aperture 71-25=165° For each pair of radiators located symmetrically about the array center the exciting amplitudes are either “0” or “-1 ”, or combination of these variants.

Calculations for excitation amplitudes “0” or “-1” showed that the farther is radiator considered from the AA center, the lower are the first and maximum side lobes. Moreover, the position of maximum side lobe shifts to the bigger observation angles leading to the side lobe variation between the first and maximum side lobe level. Thus the second side level is -26.4dB for i=7, whereas for j=7 it is -16.5dB. So the side lobe level in these cases has sufficiently low level in a certain sector of the observation angles.

When A|=0 and Aj=-1 simultaneously, it is difficult to detect some regularity, however in this case it turned out that maximum side lobe level is higher. So during the analysis of the calculation results the far field patterns with minimal Umax and small side lobe levels in the angular sector nearby the main lobe are preferred. Fig.1 displays the examples of different corner AA far field patterns calculated for both constant and corrected amplitude distributions of the slot excitations. Under these conditions the beam width of the far field pattern main lobe can be either increased or decreased, and for the later case side lobe level is higher, AA directivity is decreased and scattering coefficient is twice as bigger. Corresponding AA quality performance (AA directivity divided by scattering coefficient or by product of scattering coefficient times beam width) [1] is significantly decreased.

III.  Conclusion

The considered method of decreasing the side lobe levels in the angular sector can be used during the design stage for the corner antenna arrays of different types.

Finally, adopting a Weighted Average Method (WAM), the resonant frequency of the MSDRA is calculated

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології», 2003р.