Два останніх десятиліття ознаменувалися повсюдним масовим витісненням аналогових методів обробки сигналів цифровими (цифрова звукозапис, радіомовлення, телебачення і т.д.). Тим Проте, в побутової радіоелектронної апаратурі, як і раніше продовжують використовуватися (в тому числі і на Заході) в основному аналогові методи посилення звукових сигналів. Вихідні транзистори в підсилювачах потужності (УМЗЧ) працюють в класах А, АВ або, в кращому випадку, – В. Використання цих класів роботи можна виправдати в стаціонарній апаратурі, де потрібна висока вірність звуку і не пред’являється жорстких вимог до ККД підсилювача. У разі автономного живлення (носимая апаратура) витрачання енергії гальванічних елементів на розігрів радіаторів вихідних транзисторів УМЗЧ здається мені недозволеною розкішшю.

Заощадити електроенергію, а отже, продовжити життя гальванічних елементів можна використовуючи режим посилення сигналів з широтно-імпульсною модуляцією (ШІМ). Такий режим посилення звукових сигналів широко застосовується в потужних радіопередавальних пристроях, що працюють з амплітудною модуляцією або з односмуговою модуляцією (ОМ) за методом Канна, який полягає в роздільному посиленні амплітудних і фазових складових ОМ сигналу [1].

Принцип роботи підсилювачів цього класу, що отримав назву клас D, полягає в тому, що вихідний каскад збуджується імпульсами прямокутної форми. Шпаруватість послідовності імпульсів повинна бути пропорційна амплітуді підсилюваного сигналу [2].

Підсилювач ШІМ дозволяє отримати більш високий, ніж у підсилювачів класу В, ККД. Ця перевага особливо проявляється в малосигнальної режимі (при посиленні сигналів низького рівня), а так як реальний звуковий сигнал має великі динамічний діапазон і пік-фактоо, то перевага ШІМ підсилювача над звичайним аналоговим виявляється досить істотним. На рис. 1 представлені типові залежності ККД підсилювачів класів В і D від вихідної напруги [3]. Крім того, в підсилювачах цього класу можливий режим безпосереднього посилення цифрових сигналів (без перетворення в аналогову форму).

На рис. 2 показана структурна схема та пояснюється принцип роботи ШІМ підсилювача в разі, коли на його вхід подається аналоговий сигнал. Генератор на вході виробляє послідовність прямокутних імпульсів з постійною частотою проходження fs. Наступний за ним інтегратор перетворює прямокутні імпульси в трикутні. Функцію безпосередньо модулятора виконує компаратор, який порівнює ці отримані сигнали Ur (t) з вхідним звуковим сигналом Ue (t). Сигнал на виході компаратора має вигляд послідовності прямокутних імпульсів з частотою проходження fs.

Рис. 1. Типові залежності ККД підсилювачів

Рис. 2. Структурна схема

Ширина цих імпульсів пропорційна амплітуд (миттєвим значенням) вхідного сигналу. Потім послідовність прямокутних імпульсів надходить на підсилювач потужності, що працює в ключовому режимі (в режимі насичення). Фільтр НЧ пригнічує несучу fs, її гармоніки і бічні смуги спектру модуляції, після чого на виході виходить посилений аналоговий сигнал. Як це випливає з теореми відліків, частота дискретизації fs, як мінімум, повинна бути вдвічі більше максимальної частоти переданого сигналу fe.

Процеси комутації (як і нелінійні елементи схеми) викликають появу бічних смуг з частотами nfs ± mfe. Коефіцієнт нелінійних спотворень високоякісних підсилювачів класу D лежить зазвичай в межах 0,01 … 0,1%.

   Основні характеристики підсилювача

Номінальний опір навантаження, Ом

   16

Вхідний опір, кОм

   10

Вхідна напруга,

   1

Діапазон відтворюваних частот

 

при нерівномірності АЧХ 3 дБ, Гц

   20…20000

ККД,%

   80

Співвідношення сигнал / шум, дБ

   70

Напруга живлення, В

   7,5…20

Коефіцієнт нелінійних спотворень

 

при Рвих = 2,5 Вт, Rh = 4 Ом і Un = 20 В,% …….

   0,5

Коефіцієнт нелінійних спотворень при Рвих = 5 Вт

   5

Наведений на рис. 2 спосіб реалізації ШІМ підсилювача не є єдино можливим. Існує б різновидів підсилювачів класу D. Один з основних критеріїв поділу способів ШІМ – це кількість розрізняних рівнів імпульсів, тобто два (+ Umax і-Umax) або три (+ Umax,-Umax і 0) рівня. Перший вид відповідає так званого режиму AD, другий – режиму BD.

Різновиди ШІМ відрізняються і способом зміни ширини імпульсів. За цією ознакою розрізняють односторонню та двосторонню ШІМ. Крім того, спосіб двосторонньої ШІМ може бути реалізований шляхом симетричного зсуву фронтів щодо лише одного періоду дискретизації (“one sample”) або по двом періодам (“two sample”), що дозволяє вдвічі зменшити частоту комутації (Ефективну тактову частоту).

Розрахунки нелінійних спотворень дозволяють зробити наступні узагальнюючі висновки. У режимі AD спотворення менше, ніж в режимі BD. Симетрична ШІМ сприятливіші способу модуляції зсувом одного фронту, оскільки при її реалізації виключаються парні спотворення [3].

На рис.3 наведена схема стереофонічного ШІМ підсилювача, працюючого в класі AD з двосторонньою симетричною ШІМ, а отже, вносить, в принципі, мінімально можливі спотворення вусіліваемий сигнал. При створенні даного підсилювача автор використовував широко розповсюджену, дешеву елементну базу. Наслідком цього був вибір низької частоти дискретизації, яка становить 45 кГц (Трохи вище мінімально можливою для звукових сигналів). Це є цілком виправданим в апаратурі невисокого класу, до якої належать усі носяться і більшість автомобільних звуковідтворювальних пристроїв.

Номінальну вихідну потужність, що розвивається підсилювачем на довільному опорі навантаження, можна розрахувати за формулою:

де Un – напруга живлення; Rh – опір навантаження; R1 – опору котушок L1 і 12.

Пікова музична потужність підсилювача перевершує номінальну приблизно в 2 рази.

Розглянемо роботу схеми, зображеної на рис. 3. На елементах DD1.1 і DD1.2 зібраний задає генератор, що виробляє послідовність імпульсів з частотою проходження 90 кГц. Елемент DD2.1 формує з цих імпульсів меандр (шпаруватість – 2) з частотою проходження 45 кГц. При наявності високого рівня на виведення 1 мікросхеми DD2, відбувається заряд ємності С9 через діод VD1 і джерело струму VT1, а при низькому рівні ємність С9 розряджається через діод VD6 і джерело струму VT2. Таким чином, на ємності С9 виходять імпульси трикутної форми. Ці імпульси є опорною напругою і надходять на один з входів компараторів, в якості яких використовуються операційні підсилювачі DA1 і DA2. На інший вхід компараторів надходять підсилюємо звукові сигнали лівого та правого каналів.

Схеми лівого і правого каналів підсилювача ідентичні, тому надалі розглядаємо один з них. Резистори R2, R4 і R6 призначені для завдання рівня постійної складової у вхідному звуковому сигналі і забезпечують шпаруватість імпульсів 2 на виході підсилювача при відсутності звукового сигналу на вході.

Рис. 3. Схема стереофонічного ШІМ підсилювача

Після порівняння звукового та опорного трикутного сигналу компаратором DA1, виходить ШИМ сигнал. Присутні в ньому імпульси високого рівня заряджають ємності С5, С7 через резистор R9 і діод VD2 відповідно. Імпульси низького рівня розряджають ємності С5, С7 через діод VD3 і резистор R10 відповідно.

На виході елемента DD1.3 формується імпульсний сигнал з затримкою заднього фронту (рис. 4а), а на виході елемента DD1.4-переднього (рис. 46). Ці затримки необхідні для компенсації часу розсмоктування зарядів в базових областях транзисторів вихідного каскаду і запобігання наскрізних струмів. Подібні схемотехнічні рішення широко використовуються в імпульсних джерелах живлення. Знаючи тривалість розсмоктування надлишкових носіїв у базовій області транзистора, можна скоротити тривалість імпульсу збудження точно на цей же час.

Рис. 4. Схема попередній підсилювач

Це вимагає досить складних схемотехнічних рішень, і значно простіше на цей же час затримати момент відкривання другого транзистора. Побічним ефектом даного компромісу є невеликий фазовий зсув усиливаемого звукового сигналу, особливо помітний на високих частотах і утруднює введення негативного зворотного зв’язку. Зате при цьому значно поліпшується ККД підсилювача, і зменшуються нелінійні спотворення.

Транзистори ѴТЗ, ѴТ4, ѴТ7.ѴТ8, ѴТ11, ѴТ12 підсилюють імпульсний сигнал. Вихідний каскад підсилювача зібраний за схемою Дарлінгтона (складений транзистор). Діоди VD7 і VD11 призначені для обмеження викидів напруги на колекторах складових транзисторів і захищають їх від лавинного пробою. За допомогою діода VD9 проводиться випрямлення негативної складової сигналу, яка використовується для зменшення часу розсмоктування надлишкових носіїв в базах транзисторів ѴТ7, ѴТ11, ѴТ12, протягом якого струм колектора продовжує залишатися таким само, як і в режимі насичення.

Після інтегрування імпульсного сигналу на індуктивності L1 вихідного фільтра, посилений аналоговий сигнал надходить на головку гучномовця. В принципі, від вихідного фільтра можна взагалі відмовитися, в цьому випадку інтегрування буде вироблено безпосередньо на індуктивності головки гучномовця, проте це призведе до деякого погіршення ККД підсилювача і його електромагнітної сумісності.

Для забезпечення стабільності тактової частоти і зменшення статично помилки компаратора, харчування всіх мікросхем підсилювача здійснюється від стабілізованого джерела, зібраного на інтегральному стабілізаторі DA3.

В залежності від опору навантаження, елементи вихідного фільтра розраховуються за формулами:

де RH – опір навантаження (Ом);

FB І FH – верхня і нижня граничні частоти підсилення (Гц).

При напругах живлення 7,5 … 11,5,11,5 … 15 і 15 … 20 В, в якості стабілізаторів слід використовувати відповідно мікросхеми КР142Е-Н5А, КР142ЕН8 і КР142ЕН8Б.

Як і в звичайному аналоговому стереофонічному підсилювачі, вихідну потужність в описуваному пристрої можна збільшити майже в 4 рази, застосувавши бруківку схему включення УМЗЧ. Для цього необхідно поміняти місцями виводи 2 і 3 операційного підсилювача DA2 і підключити навантаження, як показано на рис. 5.

Рис. 5. Схема підключення навантаження

   Налагодження підсилювача

Спочатку слід встановити движок резистора R6 в середнє положення, a R9 і R10 – в крайнє праве по схемі положення. Зміною опору резистора R8 потрібно домогтися рівності постійної складової напруги на ємності С9 половині напруги живлення елемента DD2. Після цього проконтролюйте розмах трикутних імпульсів на вході 3 компаратора DA1. У разі необхідності підбором ємності С9 добийтеся, щоб розмах трикутних імпульсів (від піку до піку) склав 2 … 2,3 В. Знову резистором R8 слід виставити постійну складову напруги на ємності С9. Контролюючи споживаний підсилювачем ток, повільно зменшуйте опору резисторів R9 і R10 до початку лавиноподібного наростання струму, споживаного підсилювачем. Зафіксуйте движки цих резисторів перед моментом початку зростання споживаного струму. В останню чергу резистором R6 встановлюють шпаруватості імпульсів на колекторі транзистора ѴТ11 рівної 2, при відсутності звукового сигналу на вході підсилювача.

Необхідно відзначити, що параметри підсилювача в значній мірі залежать від його конструктивного оформлення, тому необхідно поговорити про його конструкції.

Одним з основних вимог, що пред’являються до реактивним елементам L1, L2, С24, С25, є вимога вельми малих втрат енергії в них на частоті комутації, особливо в індуктивному ланці фільтра. Тому для забезпечення високого ККД підсилювача в цілому необхідно забезпечити високу добротність індуктивного ланки фільтра. Ці характеристики визначаються типом сердечника котушки (краще всього взагалі обійтися без останнього, але в цьому випадку виростуть габарити фільтру), який повинен мати не тільки малі втрати в спектрі ШІМ-сигналу, але і забезпечувати сталість величини магнітної проникності в широкому діапазоні намагнічує поле. З вітчизняних магнітних матеріалів підійдуть альсіферовие сердечники серій ткч-32 … ткч-55. Можливо також застосування тороїдальних феррі-тових сердечників з зазором в магнітного ланцюга для усунення насичення сердечника.

Елементи VD1, VD6, ѴТ1, ѴТ2, R8, С9 розташовані в безпосередній близькості один від одного і від мікросхеми DD2. Конденсатори С12, С13 необхідно розмістити не далі ніж в 10 мм від стабілізатора DA3, а СЮ, С11, С14, С15 – від транзисторів ѴТ12, ѴТ14. Ємності С16 … С19 встановлені в безпосередній близькості від мікросхем DD1, DD2, DA1, DA2 відповідно.

Всі деталі підсилювача монтуються на двосторонній друкованій платі, виготовленої з фольгованого склотекстоліти, креслення якої показаний на рис. 6. Плата розрахована на установку конденсаторів КМ-6, К10-17 і К50-16. Резистори і діоди впаюються в плату вертикально. Креслення розташування деталей на платі представлений на рис. 7.

Рис. 6. Друкована плата

Рис. 6. Друкована плата

Для забезпечення електромагнітної сумісності підсилювача з радіоприймальними пристроями ДВ-і СВ-діапазонів, його бажано помістити в екран з тонкої листової міді або латуні. На вихідних транзисторах підсилювача розсіюється вельми мала потужність при будь-яких рівнях вихідного сигналу, отже, відпадає необхідність використовувати радіатори для відведення тепла від них, як це робиться в аналогових підсилювачах.

Для більш достовірної оцінки якості підсилювача була проведена його експертна оцінка. Звучання цього підсилювача порівнювався з приблизно аналогічним за електроакустичним характеристикам підсилювачем, зібраним на інтегральної мікросхемі К174УН14. Описуваний підсилювач мав більш детально визначений звучання, ніж інтегральний.

Рис. 7. Друкована плата

Пояснити це можна, мабуть, тим, що підсилювачі класу AD НЕ імеюттакіх недоліків, характерних для підсилювачів класу В, як перехідні спотворення першого (сходинка) та другого (тимчасові затримки сигналу, викликані процесами комутації, що призводять до ВЧ викидам) роду. Перехідні спотворення першого роду легко зменшуються введенням глибокої негативного зворотного зв’язку (ООС), проте перехідні спотворення другого роду зменшити за допомогою ООС неможливо. Це

пояснюється тим, що при збільшенні частоти знижується загальне петлеве посилення, посилення в околицях нульової точки мало, а також тим, що в режимі насичення транзистор стає практично некерованим [3].

На якості звучання пропонованого УМЗЧ позитивно позначається та обставина, що зазначений коефіцієнт нелінійних спотворень досягається без використання ООС, яка при низькій частота першого полюса АЧХ підсилювача з розімкнутої ланцюгом ООС і при великій глибині останньої (як в К174УН14) може стати джерелом значних динамічних (ТІМ) спотворень [4].

Крім того, при вимірі нелінійних спотворень описуваного підсилювача за допомогою аналізатора спектра MARCONI TF2371 було відмічено, що основний внесок у нелінійні спотворення вносять друга і третя гармоніки, які менш помітні на слух, ніж більш високі складові [5]. Частотою 1 кГц на виході підсилювача при вихідний потужності 5 Вт наведена на рис. 8. За співвідношенням амплітуди першої трьох і всіх інших гармонійних складових, описуваний підсилювач нагадує ламповий підсилювач (м’яке обмеження).

Рис. 8. Спектрограма синусоїдального сигналу

М’яке обмеження, мабуть, обумовлено обраним методом формування трикутних імпульсів, при якому відбувається невелике спотворення їх форми поблизу вершин.

На закінчення хотілося б відзначити, що для спільного використання описаного підсилювача з УКВ приймачем, перед подачею звукового сигналу на вхід підсилювача необхідно подбати про фільтрації надтонапь-них складових, які присутні в сигналі при прийомі стереофонічних станцій в стереодекодера невисокого класу.

Автор статті – В. Мещеряков. Стаття опублікована в РЛ, № 5 … 6,2000 р.