У статті представлений огляд публікацій, присвячених розробці силової частини потужних ключових перетворювачів, які застосовуються для побудови зварювальних інверторів.

1.Однотактние зварювальні інвертори
2.Двухтактние зварювальні інвертори
3.Резонансние зварювальні інвертори
4.Сварочние інвертори з корекцією коефіцієнта потужності
5.Заключеніе
6.Література

Резонансні зварювальні інвертори

Незважаючи на те що резонансні перетворювачі, в основному, не отримали застосування в ИИСТ промислового виробництва, інтерес до резонансних топологиям не слабшає [12]. Автори роботи [13] запропонували полумостовой резонансний конвертер з Т-подібним формує контуром (LCL-T converter), орієнтований на використання в зарядних пристроях, джерелах зварювального струму, джерелах живлення лазерів та інших джерелах харчування, які повинні забезпечувати навантаження стабільним струмом.

Рис. 11. Резонансний LCL-T-конвертер [13]

Рис. 12. Навантажувальна характеристика лабораторного зразка LCL-T-конвертера [13]

Схема конвертера наведена на малюнку 11. Якщо перемикання силових транзисторів відбувається на резонансній частоті LCL-контура, то конвертер веде себе по відношенню до навантаження як джерело струму, – в цьому головна його особливість. Разом з тим на холостому ході вихідна напруга такого конвертера теоретично прагне до нескінченності. Оскільки на практиці необхідно мати обмежений вихідна напруга, для вирішення цієї проблеми автори запропонували просту схему, яка за допомогою додаткових діодів VD3 і VD4 обмежує напругу на первинній обмотці трансформатора на рівні напруги живлення 2Vd. Коефіцієнт передачі конвертера по струму становить:

де I0 – Струм навантаження, – Характеристичний опір коливального контуру, Wn = w/w0 – Нормована частота, – Власна резонансна частота контуру, Q = w0L/R0=Z0/R0 – Навантажена добротність контуру,
Вираз (22) показує, що при роботі конвертера на частоті wn = 1, Тобто при рівності комутаційної і контурної частот, коефіцієнт передачі по струму не залежить від величини навантаженої добротності і дорівнює:

Іншими словами, конвертер набуває характеристики джерела струму, причому при La = L напруга на вході LCL-контуру і контурний струм мають нульовий фазовий нію до навантаження як джерело струму, – в цьому головна його особливість. Разом з тим на холостому ході вихідна напруга такого конвертера теоретично прагне до нескінченності. Оскільки на практиці необхідно мати обмежений вихідна напруга, для вирішення цієї проблеми автори запропонували просту схему, яка за допомогою додаткових діодів VD3 і VD4 обмежує напругу на первинній обмотці трансформатора на рівні напруги живлення 2Vd. Коефіцієнт передачі конвертера по струму становить:

тоді коефіцієнт трансформації можна знайти із співвідношення:

Із збільшенням опору навантаження R0 вихідна напруга Vq лінійно зростає завдяки постійності струму навантаження / 0 до тих пір, поки амплітуда напруги на первинній обмотці не досягне величини напруги живлення напівмоста Vd після чого конвертер переходить в режим обмеження вихідної напруги, величина якого визначається напругою живлення і коефіцієнтом трансформації силового трансформатора. Для експериментальної перевірки авторами був виготовлений лабораторний зразок перетворювача з наступними параметрами:
• максимальний струм навантаження 1 А;
• максимальна напруга навантаження 500 В;
• напруга живлення (2Vd) 200 В;
• частота перетворення (дорівнює резонансної) 100 кГц;
• індуктивність контуру L = La = 25,8 мкГн;
• ємність контуру С = 0,098 мкФ;
• коефіцієнт трансформації п == W1/W2 = 0,2.
Навантажувальна характеристика лабораторного зразка LCL-T-конвертера наведена на малюнку 12, з якого видно, що перетворювач дійсно має характеристику джерела струму.
Розглянемо ще один резонансний перетворювач зварювального призначення. Автори використовували досить добре вивчену топологію – двотактний конвертер з послідовним частковим включенням навантаження в формуючий контур [14]. У зарубіжній літературі цей тип конвертера отримав назву series-parallel loaded resonant converter або LCC converter. Спрощена схема силової частини приведена на малюнку 13. Головна проблема ИИСТ резонансного типу полягає в складності отримання глибокої регулювання величини зварювального струму при збереженні режиму «м’якої» комутації силових транзисторів, заради чого і робляться спроби використання резонансних топологій.
Формуючий контур LCC-конвертера характеризується двома власними резонансними частотами.

Рис. 13. Резонансний зварювальний инвертер LCC-типу [14]

При короткому замиканні на виході конвертера ємність Ср замкнута і власна частота контура дорівнює:

При цьому характеристичний опір контуру і добротність QRS = ZRS/RS, Де RS – Опір навантаження, фактично рівне сумарному опору активних втрат при короткому замиканні. На холостому ході резонансна частота контуру стає рівною:

Характеристичний опір для випадку холостого ходу:

Добротність контуру на холостому ході:

Коефіцієнт передачі конвертера по напрузі дорівнює:

де k = wRS/wS нормована частота комутації ключових транзисторів.
Даний тип перетворювача поєднує в собі позитивні властивості як «послідовного» (series-loaded resonant converter), так і «паралельного» (parallel-loaded resonant converter) конвертерів. Важливим моментом при розробці LCC-конвертера є вибір оптимального співвідношення резонансних ємностей CP/CS. При малій величині ЗР потрібна велика кратність зміни комутаційної частоти, при великій ємності СР на холостому ході силові транзистори коммутіруют значний реактивний струм. Тому вибір цієї ємності носить компромісний характер. Зазвичай ставлення вибирається від 0,3 до 1.
Авторами був розроблений зварювальний інвертор на основі LCC-конвертера з максимальною потужністю 3 кВт і діапазоном струму навантаження 40 … 150 А. Регулювання і стабілізація струму здійснюється зміною частоти комутації від 25 до 50 кГц, причому конвертер працює завжди на правому, високочастотному схилі АЧХ резонансного контуру, при максимальному коефіцієнті заповнення. Типова залежність коефіцієнта передачі по напрузі LCC-конвертера від відносної частоти показана на малюнку 14. Конденсатори C1-С4 виконують функції бездіссіпатівних демпферів, що знижують втрати транзисторів «на вимикання».

Рис. 14. АЧХ LCC-конвертера

Fnorm ~ Нормована частота
(Fnorm = Fswitch/Fresonance)
Для реалізації, режиму ZVS при виключенні транзисторів необхідно контролювати час їх вимкненого стану. З цією метою використовуються два датчики напруги VS1 і VS2. Для вимірювання струму навантаження у вторинній обмотці встановлений двохобмотувальний трансформатор струму СТ1. Напруга VIo пропорційне току навантаження, подається на інвертується вхід підсилювача помилки Е / А контролера UC1861. Трансформатор струму СТ2 використовується для захисту силових транзисторів, з його допомогою контролюється струм в формуючому контурі. Датчик вихідної напруги VSo необхідний для обмеження струму контуру на холостому ході, з тим щоб при відсутності навантаження контролер встановлював максимальну частоту комутації. Якщо не вводити ООС по вихідній напрузі і не детектувати стан холостого ходу, контролер встановить мінімальну частоту комутації, яка близька до власної резонансної частоті ненавантаженого контуру. Це, у свою чергу, призведе до циркуляції великого струму в контурі і, отже, великих втрат провідності транзисторів. У «послідовному» резонансному перетворювачі (без конденсатора Ср) такій ситуації не виникає.
У дослідному зразку зварювального інвертора використовувалися транзистори типу IRGNI115U06, IRGKI115U06 і діоди Шотткі у вихідному випрямлячі. Використаний силовий трансформатор кабельного типу з магнітопроводом. набраними з декількох феритових кілець, обмотками W1 = 12 витків, W2 = 2 витка і площею поперечного перерізу Sc = 8 см2. Індуктивність намагнічування склала 2,85 мГн, індуктивність розсіювання – 3,4 мкГн. Індуктивність вихідного дроселя Lo -12 МкГн. Сімейство експериментальних статичних ВАХ дослідного зразка наведено на малюнку 15. На малюнках 16 і 17 показані характерні осцилограми струмів і напруг на силовому транзисторі та первинної обмотці трансформатора (конденсаторі Ср) при струмі навантаження, близькому до мінімального, і напрузі живлення 300 В.

Рис. 15. Статичні вольтамперні характеристики експериментального зразка LCC-конвертера [14]

Рис. 16. Струм колектора і напруга «колектор-емітер» силового транзистора [14]

Рис. 17. Струм і напруга первинної обмотки силового трансформатора [14]
Масштаб: Vcp – 50 В / справ., Iw1 – 5 А / справ., Розгортка -10 мкс / справ.

Зварювальні інвертори з корекцією коефіцієнта потужності
Доцільність застосування активних коректорів коефіцієнта потужності (ККП) у складі зварювальних інверторів досить давно і активно обговорюється. Ця проблема має дві складові-економічну та технічну. З економічної точки зору, застосування ККМ у складі ИИСТ нижчого цінового діапазону (побутового рівня) недоцільно, оскільки такий зварювальний інвертор відразу потрапляє в іншу цінову категорію, але при цьому програє конкурентам по комплексу технічних параметрів і, швидше за все, за рівнем надійності і якості. Професійні ИИСТ промислового призначення мають інший порядок цін, тому використання ККМ в їх складі не настільки помітно збільшує собівартість.
Ряд виробників ИИСТ заявляють про наявність ККМ у складі устаткування, що випускається. Наприклад, фірма Miller Electric оснащує коректором коефіцієнта потужності свої зварювальні інвертори Max-star 150 і ХМТ 350 Series [15]. У ИИСТ Стратій 160КС російського виробництва також використовується активний ККП та стабілізатор мережі [16]. Представляють інтерес технічні характеристики зварювального інвертора Miller ХМТ 350: багатофункціональний апарат з підтримкою зварювальних процесів MIG / MAG і STICK / TIG, з універсальним живленням від мережі з напругою 208 … 575 В. При живленні від однофазної мережі максимальний зварювальний струм становить 300 А при вихідній напрузі 32 В і ПН 60%. Коефіцієнт потужності даного ИИСТ становить 0,95 при ККД 87% (струм навантаження 400 А, живлення від трифазної мережі). Ціна виробника за модель у базовій конфігурації – 3523 дол США.
Переваги ИИСТ з активним ККМ в порівнянні з устаткуванням без корекції коефіцієнта потужності очевидні. По-перше, знижується середньоквадратичне значення струму, споживаного ИИСТ від живильної мережі, що дозволяє використовувати такі зварювальні інвертори в малопотужних мережах при збереженні заявленого максимального зварювального струму. По-друге, підвищується стабільність вихідного струму і напруги інвертора, що важливо для професійного обладнання. По-третє, усувається вплив ИИСТ на інших споживачів, які живляться від тієї ж первинної мережі. Несинусоїдальний струм, генерований нелінійним навантаженням, протікаючи по импедансу живильної мережі, породжує спотворення форми напруги мережі. У спектрі споживаного струму містяться не тільки вищі гармоніки мережевої частоти, а й гармоніки комбінаційних частот. Джерела зварювального струму, що працюють в режимах імпульсної модуляції струму дуги (зазвичай використовуються частоти модуляції в сотні герц), споживають струм, в спектрі якого, крім вищих гармонік, містяться також гармоніки з частотами нижче основної. Це призводить до «мерехтінню» напруги первинної мережі з частотою одиниці-десятки герц. У трифазних мережах застосування ККМ нормалізує величину струму, поточного в нульовому проводі. Автори обговорюваних далі робіт відзначають поліпшення якості зварного з’єднання, зменшення розбризкування металу і зниження пульсацій струму навантаження з частотою, кратною частоті напруги живильної мережі.
Реалізації ИИСТ з активним ККМ супроводжує ряд проблем. Крім ускладнення і подорожчання ИИСТ виникають специфічні питання взаємного впливу двох регульованих перетворювачів, що працюють фактично на загальну нелінійну навантаження. При цьому обидва перетворювача можуть мати многопетлевую ООС по струму і напрузі, індивідуальні алгоритми управління, виконують різні функції і відрізняються за динамічними характеристикам. Автори роботи [17] досліджували взаємний вплив До КМ на функціонування зварювального інвертора. Блок-схема пристрою наведена на малюнку 18. В якості ККП використовувався найпростіший і найбільш поширений тип перетворювача – однотактний од-нотранзісторний регулятор підвищує типу (boost converter), що працює в режимі переривчастого струму індуктора ККМ.

Рис. 18. Зварювальний інвертор з активним ККМ [17]
Напруга живлення на виході ККП становило 400 В, що дозволило авторам збільшити коефіцієнт трансформації силового трансформатора до 5: 1 і знизити струмовий навантаження на силові транзистори зварювального інвертора. Наявність ККМ не погіршив динамічні властивості зварювального інвертора, взаємний вплив «зварювальної» і ККП-секції було відсутнє.
Більш схемотехнически складний варіант ККМ використаний авторами роботи [18] – це керований вхідний випрямляч на IGBT-транзис-торах VT1 – VT4 (див. рис. 19). Інвертор [18] також складається з двох незалежних блоків, керованих від власних контролерів.

Рис. 19. Зварювальний інвертор з активним мостовим випрямлячем в якості ККП [18]
Експериментальний зразок зварювального інвертора випробовувався при струмі до 180 А і продемонстрував меншу розбризкування металу і більш високу якість шва. У складі полумостового інвертора (транзистори VT5, VT6) застосований оригінальний силовий трансформатор з підвищеною власною ємністю обмоток, яка разом з індуктивностями трансформатора і монтажу утворює фільтр низьких частот з частотою зрізу близько 600 кГц, що значно менше, ніж у випадку традиційної конструкції трансформатора. Силовий трансформатор з характеристикою ФНЧ ефективно пригнічує перешкоди з боку зварювальної дуги, не пропускаючи їх на сторону первинної обмотки. Це, на думку авторів, підвищує стабільність роботи ККМ-і ШІМ-контролерів і знижує ймовірність виходу з ладу силових транзисторів.

Рис. 20. Зварювальний інвертор з активним ККМ, трифазним живленням і інжекцією 6-ий гармоніки живлячої напруги в керуючий сигнал [19]
При харчуванні інвертора від трифазної мережі структура ККМ ускладнюється. У цьому випадку найпростішим є активний коректор на основі однотранзісторний підвищувального регулятора, що працює в режимі переривчастого струму індуктора (DCM, discontinuous conduction mode) на фіксованій частоті перетворення. Подібна структура зварювального інвертора з активним ККМ використана авторами роботи [19] і показана на малюнку 20. Елементи Cf і Lf утворюють протизавадний фільтр. Індуктивності Lb – Індуктори, що входять до складу схеми ККМ. Зварювальний перетворювач являє собою готовий виріб – джерело зварювального струму для напівавтоматичного зварювання в середовищі захисного газу С02. Особливістю даного ККМ є використання нового алгоритму управління транзистором VT1 коректора: у керуючий шим-сигнал вводиться напруга, пропорційне рівню шостий гармоніки напруги живильної мережі. Метою авторів було зниження рівня п’ятої гармоніки споживаного навантаженням струму до рівня, відповідного вимогам стандарту IEC-555-2, при використанні максимально простий і відносно ефективної схемотехніки силової частини ККМ. Транзистор VT1 управляється сигналом d (t) наступного вигляду:

де – Коефіцієнт передачі ККМ по напрузі, VLN – Амплітуда лінійної напруги мережі, Vd – Вихідна напруга ККМ на конденсаторі Cb, D = ТON/TSW – Коефіцієнт заповнення сигналу ШІМ у традиційному розумінні. Дослідний зразок описаного ККМ працював на частоті перетворення 10 кГц при максимальній потужності в навантаженні 3 кВт. У порівнянні з традиційним способом управління силовим транзистором активного ККМ, додавання 6-ий гармоніки дозволило знизити коефіцієнт нелінійних спотворень споживаного струму на 3,9% у разі нелінійного навантаження. Ефективність запропонованої схеми істотно залежить від величини коефіцієнта М: із зростанням значення М вона знижується. Автори використовували оптимальне значення М = 1,29.
Незважаючи на те що найпростіший ККМ у вигляді підвищувального однотранзісторний регулятора дає задовільні результати, подальше поліпшення гармонійного складу споживаного інвертором струму вимагає складнішою схемотехніки та алгоритмів управління активним випрямлячем. Для реалізації таких алгоритмів керування переважні цифрові методи, використання яких стримується недостатньо високим для даного застосування швидкодією поширених мікроконтролерів.
З цієї причини автори роботи [20] для управління активним ККМ використовували цифровий сигнальний процесор TMS320F240 і векторний метод управління активним випрямлячем. Блок-схема зварювального інвертора з активним трифазним мостовим ККМ показана на малюнку 21. Частота преоб-
разования ККМ визначалася можливостями процесора і була обрана рівної 10 кГц,. Вихідна напруга Va стабілізувалося на рівні 680 В і використовувалося для харчування ИИСТ мостового типу, працюючого на частоті 20 кГц з власним ШІМ-контролером. В якості датчиків струму Cs1-Cs3 застосовувалися перетворювачі на ефекті Холла. Аналогічний перетворювач був адаптований для використання в якості гальванічно розв’язаного датчика вихідної напруги Vd.

Рис. 21. Зварювальний інвертор з активним ККМ з векторним регулюванням [20]
Експериментальний зразок зварювального інвертора з активним ККМ забезпечував максимальну потужність в навантаженні 10 кВт при ККД 91% і коефіцієнті нелінійних спотворень (к.н.і.) споживаного струму порядку 6%. При зниженні струму навантаження ККД падає і ростуть спотворення споживаного струму. Для оптимізації режиму роботи силових транзисторів VT1 – VT6 при переході ИИСТ в режим холостого ходу ЦПОС вимикає транзистори VT1 – VT6, і ККМ функціонує в режимі звичайного некерованого діодного випрямляча. Незважаючи на те що на холостому ході кн.і. споживаного струму досягає 70,8%, ефективний споживаний струм складає лише 0,39 А, і реалізований режим роботи ККМ на холостому ході можна вважати оптимальним. Інвертор розроблявся для ручного зварювання штучним електродом і продемонстрував високу стабільність параметрів і хороші динамічні властивості.

22. Активний ККП понижуючого типу з властивостями джерела струму [21]
Авторами статті [21] був розроблений трифазний активний шим-випрямляч з властивостями джерела струму для живлення зварювального інвертора. Блок-схема запропонованого активного ККМ показана на малюнку 22. На вході ККМ використовується LC-фільтр, що складається з елементів Lf і Cf і призначений для зниження гармонік споживаного струму. Наявність подібного фільтра призводить до небажаних наслідків: додатковому фазового зсуву між споживаним струмом і його зразковим значенням, виникненню паразитних резонансних коливань струму, особливо в перехідних режимах, і циркуляції реактивних струмів через наявність конденсаторів Cf. Зазвичай для усунення цих недоліків використовується зворотній зв’язок по фазному струму і / або напрузі, що вимагає установки відповідних датчиків. Крім цього, необхідно забезпечити стійку роботу ККМ-контролера при многопетлевой ООС. Застосування шим-випрямляча з властивостями джерела струму дозволяє виключити датчики фазного струму. Для реалізації алгоритму роботи активного ККМ і захисту напівпровідникових приладів від перевантаження по струму достатньо контролю струму у вихідний шині коректора (датчик Cs1). Використаний авторами алгоритм з контролем квадратурних компонент вектора фазного струму дозволив незалежно регулювати активну і реактивну складові споживаної повної потужності, стабілізувати вихідна напруга + Vd і погасити паразитні коливання струму у вхідному фільтрі LfCf.
Розгалужений алгоритм управління силовими транзисторами VT1 ​​- VT6 коректора реалізований за допомогою мікроконтролера MC68HC916Y1 фірми Motorola. Функціонування розробленого активного ККМ перевірялося спільно зі зварювальним інвертором промислового виробництва Wallius SFC 150. виконаного по бруківці схемою і розрахованого на живлення від однофазної мережі і максимальний зварювальний струм 150 А. Штатний діодний випрямляч ИИСТ типу Wallius SFC 150 був замінений на розглянутий вище активний шим-випрямляч, але при цьому конденсатор вхідного фільтра ємністю 1500 мкФ. входить до складу промислового інвертора, був збережений. Вихідна напруга ККМ склало 320 В. Частота перетворення ККМ дорівнює 5 кГц, зварювального інвертора – 20 кГц.
Доопрацьований ИИСТ Wallius SFC 150 випробовувався при струмі навантаження 85 А як в сталому, так і в перехідних режимах. Було експериментально підтверджено практично повна відсутність паразитних коливань струму у вхідному фільтрі, можливість незалежного регулювання активної та реактивної потужності, споживаної ИИСТ, хороша динаміка струму дуги і відсутність взаємного впливу активного ККМ і зварювального інвертора. Отримано величина коефіцієнта потужності, близька до одиниці.
Всі розглянуті вище приклади зварювальних інверторів з активним ККМ мають однакову структуру: окрема секція ККМ зі своїм керуючим контролером і окрема, самостійна секція – зварювальний інвертор зі своїм блоком і алгоритмами управління. Така двоступенева структура дозволяє оптимізувати як ККМ, так і «зварювальну» частина пристрою, але ціною ускладнення кінцевого виробу, підвищення його вартості, погіршення ефективності і массогабаріт-них показників. З цих причин сьогодні активно розробляються інтегральні рішення, що поєднують функції корекції коефіцієнта потужності і джерела зварювального струму в однієї силової частини.

Рис. 23. Зварювальний інвертор з інтегрованим ККМ [22]
Блок-схема одного з таких ИИСТ з інтегрованою функцією ККМ показана на малюнку 23 [22]. Функцію ККМ виконує частину схеми, що включає в себе «бустерні» індуктивності Lb, Випрямляч VD1-VD6, ємність фільтра Cd і провідне плече моста на транзисторах VT1, VT3-Нововведенням є підключення загальної точки з’єднання конденсаторів вхідного фільтра Cf (позначена Neutral) до виходу провідного напівмоста (точка N). При досить великої ємності Cf потенціал в точці N дорівнює потенціалу нульового проводу трифазної мережі живлення. Зварювальний конвертер складається з моста на транзисторах VT1 – VT4 з блокуючим конденсатором сь і насичує дроселем Ls, а також силового трансформатора Т1 і вторинного випрямляча VD7, VD8 з вихідним фільтром LoCo. Контролер ШІМ управляє роботою тільки «зварювального» перетворювача, для чого використовується ООС по струму і напрузі навантаження. Використовується алгоритм псевдо-шим-ФС, який ілюструється малюнком 24, Де Vge1 – Vge4 – напруги на затворах силових транзисторів, ILb – Струм в індуктивності Lb, Vnm – Напруга між точками М і N.

Рис. 24. Діаграми струмів і напруг у ИИСТ з інтегрованим ККМ [22]
Розглянемо коротко роботу перетворювача в сталому режимі. Для визначеності будемо аналізувати струм індуктивності Lb фази А, а також інтервал фазної напруги 0 ° – 60 ° за умови VA > О, Vc > О, VB <0, де VA, B,C~ Напруга відповідної фази.

На інтервалі часу t0 … t1 ключі VT1 і VT2 замкнуті, дросель Ls насичений і VNM = Vd. Дроселі Lb-A і Lb-C заряджаються лінійно наростаючим струмом через діоди VD1 і VD3. Дросель Lb-B при цьому віддає накопичену енергію в конденсатор Cd за рахунок струму, поточного через діод VD5. Таким чином, до дроселі Lb-A докладено напруга мережі VA, До дроселі Lb-B – напруга Va + Vb і k дроселю Lb-C – напруга Vc.
У момент часу t1 спочатку вимикається транзистор VT1 в режимі ZVS завдяки наявності демпферного конденсатора С1: струм первинної обмотки заряджає С1 і розряджає С2. Після повного перезаряду зазначених ємностей струмом первинної обмотки відкривається діод VD3, створюючи умови для включення транзистора VT3 також у режимі ZVS. На інтервалі t1 … t2 струм первинної обмотки тече через відкритий транзистор VT2 і діод VD3, швидко спадаючи через те, що напруга на конденсаторі сь докладено назустріч е.р.с. первинної обмотки. Як тільки струм первинної обмотки зменшиться до критичної величини, дросель Ls виходить з насичення і запобігає тим самим зміну напряму струму первинної обмотки.
Оскільки струм первинної обмотки зменшився практично до нуля, в момент часу t2 виключення транзистора VT2 відбувається в режимі ZCS. Після захисного інтервалу (dead time) t = t3 – t2 одночасно включаються транзистори VT3 і VT4 в режимі ZCS, а транзистор VT3 – і в режимі ZVS, дросель Ls насичується, і починається черговий такт передачі потужності в навантаження. Тепер до дроселі Lb-A докладено напруга VA – Vd, До дроселі Lb-B-напруга VB і до дроселю Lb-C-напруга Vc-Vd. Струм через Lb-A і Lb-C лінійно зменшується до нуля, а струм через Lb-B лінійно зростає від нуля до максимального (негативного) значення. Потім всі комутаційні процеси повторюються.
Дроселі Lb працюють в режимі розривних струмів і запасають енергію протягом інтервалу часу, коли ключ VT1 відкритий, a VT3 закритий. Скидання запасеної енергії вконденсатор Cd відбувається при закритому транзисторі VT1 і відкритому VT3. Коефіцієнт нелінійних спотворень вхідного струму можна визначити з виразу:

де М = Vd / E – коефіцієнт передачі підвищувального ККМ-конвертера по напрузі, Е – амплітуда вхідної напруги. У даному конвертері М = 1,5 … 2,5, що відповідає к.н.і. близько 8 … 12% і коефіцієнту потужності 0,99.
Оскільки регулюються тільки вихідні параметри, при зменшенні струму навантаження збільшується напруга живлення моста Vd, яке необхідно обмежити на безпечному рівні. Потужність, споживана від мережі, дорівнює:

У той же час потужність в навантаженні становить:

Для мостового перетворювача співвідношення між вхідним і вихідним напругою описується формулою:

де TON – Час включеного стану транзистора, L – індуктивність «бустерного» дроселя Lb, n – коефіцієнт трансформації силового трансформатора T1, V0 -Напруга навантаження, Ts – Період робочої частоти конвертера, RL – Опір навантаження. З виразів (33) і (34) можна отримати залежність напруги живлення моста від параметрів навантаження і коефіцієнта заповнення імпульсів управління силовими транзисторами:

Вираз (36) показує, що можливо непряме регулювання напруги Vd за рахунок ООС по вихідній напрузі, в результаті чого напруга живлення моста в даній конструкції не перевищує 800 В. Експериментальний зразок ИИСТ з інтегрованим ККМ випробовувався при струмі навантаження 250 А і напрузі 40 В; отримано значення коефіцієнта потужності порядку 0,99 і стабільні вихідні параметри.

Висновок

На підставі поданого матеріалу можна простежити основні тенденції і напрямки розвитку в розробці силової частини зварювальних інверторів. По-перше, в сучасної потужної перетворювальної техніки практично не застосовуються демпферні ланцюга, що формують оптимальну траєкторію перемикання силових транзисторів, на основі неефективних RC-або RCD-ланцюгів. Як правило, застосовуються бездіссіпатівние ланцюга з поверненням енергії в джерело живлення ключового перетворювача, і розробники намагаються максимально використовувати паразитні реактивні «елементи» перетворювача при розробці бездіссіпа-тивних демпферів. По-друге, можна відзначити зростання числа публікацій, присвячених застосуванню активних коректорів коефіцієнта потужності у складі зварювального інвертора, незважаючи на збільшення вартості такого рішення і зниження загальної ефективності ИИСТ з ККМ. Використання складних алгоритмів інжекції гармонік і векторного управління активними ККМ природним чином призводить до використання цифрових методів обробки контрольованих параметрів і керування силовою частиною. Активно розробляються інтегральні рішення типу «активний ККП + ИИСТ» на базі єдиної силової частини. І по-третє, нові схемотехнічні рішення, наприклад трирівневі перетворювачі, адаптуються для застосування в якості джерел зварювального струму.
Література

1. Петров С. Схемотехніка промислових зварювальних інверторів. Сучасна електроніка. 2007. № 8. С. 42-47.
2. Dudrik J., Bauer P. DC source for arc welding with soft-switching current-mode controlled DC-DC converter. Intern. Rev. of Electrical Engineering (IREE). April 2006. PP. 162-169.

3 – Trei nso CMC, PereiraAA, Farms VJ., VieiraJ В., de breitas LC A 1,5 kW operation with 90% efficiency of a two transistors forward converter with non-dissipative snubber. PESC98 Record. Japan L998. Vol. 3. PP. 696-700.
4. РудикСД., Турчанинов BE., ФлоренцевСМ. Потужний однотактний перетворювач постійної напруги з «м’якої» комутацією силового ключа. Електротехніка. 1999. № 4 – С. 55-58.
5. MachinN.,DekterJ. New lossless clamp for single ended converters. Proc. Telecommunications Energy Conf. INTELEC 1997. Melbourn, Austria. PP. 35-39- rtp.com.au/pa-pers/wl 329.pdf.
6. Vogman V. Nondissipative clamping benefits DC-DC converters. Power Electronics Technology. September 2005. PP. 26-32.
7. Mecke H., Fischer W., Werter F. Soft switching inverter power source for arc welding. EPE97 Conf. 1997. Trondheim. PP. 4333-4337.
8. Morimoto K, Ahtned N., Lee H.W. Advanced high power DC-DC converter using novel type half-bridge soft switching PWM inverter with high frequency transformer for arc welder. IEEE PEDS 05. 2005. Issue 16-18. Vol. l.PP. 113-118.
9. Morimoto K, Dot Т., ManabeH, NakaokaM., Lee H.W. Advanced high power DC-DC converter using novel type full-bridge soft-switching PWM inverter with high frequency transformer link for arc welding application. Proc. of ICPE. 2004. PP. II
191-п 197.
10. Frohleke N., Schniedermann M. Enhanced analysis and design issues of a 3-Ievel DC-DC converter with zero voltage and zero current switching. 9th European conf. on power electronics and applications (EPF01). Graz, Austria. August 2001. PP. 1-10.
11. Canutes F. Novel DC-DC converters for high-power distributed power systems. Dissertation for degree of doctor of philosophy in electrical engineering. Virginia Polytechnic Inst, and State Univ. 2003.
12. Horvath M., BorkaJ. Up-to-date, integrated, multifunctional energy converters of welding technologies. Proc. of EPE-PEMC Conf.  2006. Portoroz, Slovenia.  2006.
Vol.T2-11 l.PP. 70-75.
13- Borage M., TUvari S., Kotaiah S. LCL-T resonant converter with clamp diodes: a novel constant-current power supply with inherent constant-voltage limit. IEEE Transactions on Industrial Electronics. 2007. Vol. 54. No. 2. PP. 741-746.
14. Dudrik J.t Dzurko P. Arc welder with series-parallel resonant DC-DC converter. Acta Technica CSAV 51. ISSN 0001-7043-2006. PP. 415-426.

15- millerweld.com.
16. poligonspb.ru.
17. Honwth M., Borka J. Welding equipment with power factor correction. Proc. of PEMC96 Conf. Budapest, Hungary. 1996. Vol. 2/3. PP. 181-186.
18. Chae YM., Cho JS, Choe GH, Shin WS, Choi J.У. PWM converter-inverter arc welding machine using new type NCT IEEE PESC98 Proc. 1998. Vol. 2. PP. 1636-1641.
19- Leejn.,KimJJH.,KimS.S.,WonCY.,KimY.S., ChoiS.W. Harmonic reduction of C02 welding machine using single-switch, three-phase boost converter with six order harmonic injection PWM. IEEE ISIET01 Proc. 2001. Vol. 3. PP. 1526-1529-
21. Huang J.Q., Chen SJ., Yin S.Y., Wang D.P., Zeng Hua. A novel three-phase welding inverter power supply with high power factor. IEEE ICIT03 Proc. Maribor, Slovenia. 2003- PP. 11131118.
22. Salo M., Tuusa H., Nyqvist J. A high performance three-phase DC voltage source -an application to a welding machine. IEEE APEC01 Proc. 2001. Vol. 2. PP. 793-799.
2 Березня – Huang N., Zhang D., Song Т., Fan M., Liu Y. A 10 kW single-stage converter for weding with inherent power factor correction. IEEE APEC05 Proc. 2005-Vol. 1. PP. 254-259.

джерело: radio-hobby.org