При розробці силових схем статичних перетворювачів першорядними є заходи щодо захисту силових транзисторів від теплового пробою Оскільки польові транзистори MOSFET не мають вторинного пробою, в розрахунках теплових режимів цілком можна керуватися значеннями максимальної температури та максимальної потужності, що розсіюється Повна потужність, що виділяється на транзисторі в режимі його перемикання, визначається з виразу:

де Рп – Повна розсіює потужність

РперВтрати потужності при перемиканні

Рпр – Втрати на активному опорі каналу відкритого транзистора

Pynp – втрати на управління в ланцюзі затвора

Pyr – втрати потужності за рахунок витоку в закритому стані

де ЛЛ (оп) – Опір транзистора в відкритому стані (довідковий параметр)

Втрати провідності Рпр є основною складовою втрат в польовому транзисторі Ці втрати можна обчислити, знаючи ефективне (діюча) значення струму стоку:

Втрати потужності, викликані струмом витоку (P ^) нехтує малі (якщо, звичайно, транзистор справний), тому їх взагалі немає сенсу враховувати Крім того, оскільки одна з головних переваг польового транзистора – Вкрай малі втрати в ланцюзі його управління (Рупр), – Тому й значення втрат на управління можна виключити з розрахунків З урахуванням проведених припущень формула (217) для розрахунку повних втрат набуває наступний зручний вид:

Тут необхідно зробити деяке уточнююче відступ і нагадати читачеві, що розрахунок потужності, що розсіюється виконується з метою забезпечення теплового режиму силових транзисторів Цей розрахунок придасться при проектуванні охолоджуючих радіаторів транзисторів (за подробицями можна звернутися до видань [1] і [2]) Дуже важливий параметр, без якого не вдасться спроектувати охолоджуючий елемент, – це так зване теплове опір «кристал-корпус» Rthjc транзистора Дослідження показали, що цей опір в значній мірі залежить від частоти перемикання транзистора, а також від шпаруватості керуючих імпульсів, яка визначається відношенням часу відкритого стану до повного періоду комутації У технічних умовах на транзистори зазвичай наводяться так звані нормовані перехідні характеристики теплового опору «кристал-корпус» (Transient thermal impedance junction-to-case) Як видно з рис 2111, внаслідок інерційності теплових процесів при великих частотах перемикання і малої шпаруватості тепловий опір «кристал-корпус» значно знижується У будь-якому випадку розробнику потрібно зробити оцінку цього опору за графіком, щоб не проектувати радіатор охолодження силових елементів «на око» Читачеві слід знати, що показані на рис 2111 графіки включаються в основний набір параметрів, що представляються фірмами-виробниками на силову елементну базу Якщо при виборі елементної бази розробник зіткнеться з тим, що ці графіки в документації відсутні, такій фірмі-виробнику краще не довіряти і її продукцію не використовувати у своїх розробках

З урахуванням графіків 2111 тепловий опір «крісталлкорпус» визначається за наступною формулою:

де ZjJJ, D) – перехідний коефіцієнт опору «крісталлкорпус»

RQ{JC) – Тепловий опір «кристал-корпус» в режимі великих Шпаруватість керуючих імпульсів або на постійному струмі

На рис 2111 є ще одна крива, звана single pulse (одиночний імпульс) Знімається вона для одиночного (неповторюваного) імпульсу струму Такий режим роботи зазвичай використовується для захисних схем і схем запуску, які спрацьовують один раз У цьому випадку, як правило, тепловиділення невелике і силовому елементу радіатор не потрібно

Але повернемося до теплових втрат Набагато складніше справа йде з втратами перемикання Якщо навантаження польового транзистора чисто

Рис 2111 Графік залежності нормованого теплового опору від частоти і шпаруватості імпульсів: а – IRFP250 б – IRJL3103D1 в-FB180SA10

активна, втрати на перемикання невеликі, і ними часто можна просто знехтувати Однак активне навантаження – випадок в силовий перетворювальної техніки рідкісний Набагато частіше транзистори статичних перетворювачів «Працюють» на навантаження з сильно вираженою реактивної (індуктивно-ємнісний) складової, що характеризується розбіжністю максимумів струмів і напруг Крім того, в транзисторах, що працюють в двотактних схемах (сюди включаються полумостовой, мостові і трифазні схеми), виникають специфічні втрати зворотного відновлення оппозітних діодів Ми відразу звернемося до методик розрахунку динамічних втрат в двотактних схемах, оскільки саме на їх основі будується потужна перетворювальна техніка

Але перш, ніж приступити до розповіді про методику розрахунку динамічних втрат, ще раз нагадаємо читачеві про наявність паразитного діода у складі польового транзистора Як вже було сказано вище, цей діод НЕ відрізняється хорошими динамічними характеристиками, має великий час зворотного відновлення Тому його вплив на тепловий режим буде значним і, знаючи це, виробники наводять у технічній документації всю необхідну інформацію по його параметрам

У двотактної схемі необхідно розглядати вплив індуктивності L на інші елементи схеми Слід памятати, що реально індуктивність L – це індуктивність намагнічування первинної обмотки високочастотного трансформатора (якщо проектована пристрій – статичний перетворювач для живлення типових навантажень), або індуктивність обмотки двигуна (якщо розробляється регульований частотний електропривід)

Звернемося до рис 2112 і розглянемо комутаційні процеси, що відбуваються в представленій типовою схемою Спочатку (що

відображено на рис 2112, 6) ключ VT1 замкнутий, тому відбувається передача енергії до індуктивності L Якщо дана індуктивність являє собою первинну обмотку трансформатора, то струм намагнічування не надто помітний на тлі струму реакції вторинної обмотки (якщо у вторинній ланцюга трансформатора «висить» номінальна навантаження) Якщо ж величина індуктивності досить велика, що спостерігається в пристроях частотного регулювання електродвигунів, індуктивний струм буде яскраво-вираженим Далі, як показано на рис 2112, e, ключ VT1 розмикається, але струм в індуктивності L, прагнучи зберегти свою величину, замикається через паразитний діод VD2, який комутує один з висновків індуктивності до «землі», а інший її висновок раніше залишиться приєднаним до середньої точки конденсаторів C1 і C2 Напруга, прикладається до висновків індуктивності L, змушує струм iL швидко падати до нульового значення Замикання ключа VT2 повторює процес, але вже в іншій частині напівмоста (рис 2112, г) На перший погляд, ніяких ком-, мутаційних струмових кидків не спостерігається – так воно і було б, якби схеми складалися з ідеальних елементів Однак у реальних схемах комутаційні кидки виникають, і ось чому Повязано це саме з неідеальним характером елементів Реальні трансформатори мають індуктивності розсіювання, межвітковие і межобмоточной ємності, паразитні ємнісні звязки з іншими складовими схем Поєднання индуктивностей і ємностей утворює коливальну систему (Резонансний контур), яка накопичує енергію і виробляє викиди напруги з великою амплітудою (рис 2113) На цьому малюнку показана діаграма напруги в точці зєднання обмотки трансформатора і середньої точки плеча напівмоста реальної силової схеми За відсутності перемикань в цій точці є потенціал, рівний половині напруги живлення Комутаційний викид і наступні коливання відбуваються при

розмиканні ключового елементу Зрозуміло, що амплітуда викидів не може стати більше напруги живлення або потенціалу «землі», так як оппозітниє діоди будуть відкриватися і «розряджати» викиди на джерело харчування І все ж, якщо енергія коливального процесу досить велика, він може не закінчитися до моменту наступного відкриття ключового елементу Комутація при протіканні струму через зворотний діод призведе до ситуації так званого «важкого перемикання», коли силовий транзистор буде короткочасно знаходитися в режимі «наскрізних струмів» Щоб «погасити» ці викиди, паралельно первинній обмотці трансформатора включають RC-ланцюг з послідовно зєднаними конденсатором і резистором

Тільки що ми розглянули так званий «полегшений» режим роботи транзистора в двотактних схемах, коли керуючі імпульси надходять на затвори VT1 ​​і VT2 симетрично, і в моменти початку комутації струми через оппозітниє діоди не проходять Розрахувати потужність втрат перемикання в даному випадку нескладно Для кожного транзистора, що працює в полумостовой або мостовою схемою зі стандартною трансформаторної навантаженням, вона може бути розрахована за формулою

де / ^тах – Максимальний струм стоку

Зустрічається і інший випадок, коли транзистори змушені працювати в «важкому» режимі перемикання Цей випадок зазвичай розглядають в пристроях частотного управління двигунами, що мають значну індуктивність обмоток Тут тривалість відкритого стану «верхнього» (VT1) і «нижнього» (VT2) ключових елементів напівмоста та мосту можуть бути нерівними: в граничному випадку відкривають імпульси одного з силових ключів взагалі зникають У разі несиметрії керуючих імпульсів струм в індуктивному навантаженні не змінює свого напрямку, а це означає, що, наприклад, після виключення транзистора VT2 струм iL (Рис 2112 в) буде протікати через його опозитний діод Отже, виключення транзистора VT1 пройде в режимі короткочасного короткого замикання, таккак діод VD2 не зможе миттєво відновити замкнений стан Чим довше опозитний діод буде затримувати відновлення замкненого стану, тим більше тепла виділиться на транзисторі Тому для розрахунку втрат перемикання в «важкому» режимі необхідно враховувати як динамічні втрати перемикання транзистора, так і втрати на зворотне відновлення оппозітних діодів Розрахувати втрати перемикання тут допоможе наступна формула:

де Qrr – Заряд зворотного відновлення оппозитного діода (довідковий параметр)

Також слід знати, що заряд зворотного відновлення оппозитного діода (згідно рис 2114) незначно залежить від прямого струму, що протікає через діод після відключення транзистора, але значною мірі визначається величиною зміни прямого струму в часі на етапі зворотного відновлення, тобто величини похідної струму На практиці це означає, що уповільнення комутаційного процесу, що викликає зворотне відновлення, може знижувати заряд, а значить, і виділяється енергію Отже, в режимі «важкого» перемикання необхідно уповільнювати процес відкривання польових транзисторів Знизити швидкість відкривання може обмеження струму затвора за допомогою збільшення затворного резистора, а також шунтування переходів «стік-витік» транзисторів RC-ланцюгами, що обмежують швидкість перемикання Правда, при цьому ростуть комутаційні динамічні втрати перемикання

Рис 2114 Залежність заряду зворотного відновлення діода від швидкості комутаційного процесу

Досить часто в практиці розробки статичних перетворювачів зустрічаються випадки, коли потрібно комутувати струм, значення якого вище граничного струму одиночного транзистора І якщо вибрати більш потужний прилад виявляється важко, можна просто включити паралельно декілька приладів, розрахованих на менші струми Тоді загальний струм буде рівномірно розподілятися по окремих транзисторів Для паралельного їх зєднання потрібно мати прилади з близькими значеннями порогового напруги Як правило, транзистори одного типу мають дуже близькі значення порогового напруги, тому вкрай небажано вибирати для паралельної роботи транзистори різних тіпономіналов А ще краще взагалі взяти транзистори з однієї виробничої партії, виготовлених в єдиних умовах

Щоб забезпечити рівномірне прогрівання лінійки транзисторів, їх потрібно встановлювати на загальний радіатор і, по можливості, ближче один до одного Необхідно також памятати, що через два паралельно включених транзистора можна пропускати в два рази більший струм, не знижуючи здатності навантаження одиночних приладів, але при цьому вхідна ємність, а значить, і заряд обєднаного затвора, зростають у два рази Відповідно, схема управління паралельно зєднаними транзисторами повинна володіти можливістю забезпечити заданий час комутації

Але й тут є свої особливості, свої «хитрощі» Якщо зєднати затвори польових транзисторів безпосередньо, можна отримати досить неприємний ефект «дзвону» при виключенні – роблячи вплив один на одного через затвори, транзистори будуть довільно відкриватися і закриватися, не підкоряючись сигналу управління Щоб виключити «дзвін», на висновки затворів рекомендується надягати невеликі ферритові трубочки, запобігають взаємний вплив затворів, як показано на рис 2115, а

Даний спосіб зустрічається сьогодні дуже рідко (так як технологія виробництва феритових трубок досить складна) Більш простий і доступний схемотехнічний прийом показаний на рис 2115, б,

Рис 2115 Паралельне включення MOSFET: а – з приглушують феритовими трубками б – з затворних резисторами

що полягає в установці в ланцюгах кожного затвора однакових резисторів опором у десятки-сотні Ом Величина затворних резисторів зазвичай вибирається зі співвідношення:

де Qg – Величина заряду затвора для одного транзистора

Після цього необхідно визначити величину струму, яку забезпечує пристрій управління затворами транзисторів Цей струм визначається з умови дії напруги Ug на паралельно зєднані затворні резистори Тобто величину Rg, Отриману з формули (2113), необхідно при обчисленнях зменшити у стільки разів, скільки транзисторів включається паралельно

Дуже важливо виконати звязку між електродами транзисторів якомога коротше, мінімізувавши паразитні індуктивності монтажу Погана топологія провідників може призвести до надмірного перенапруження і неконтрольованого переключенню Можливе і найбільш часто зустрічається розташування паралельно включаються транзисторів MOSFET показано на рис 2116

Рис 2116 Варіант паралельного включення транзисторів MOSFET

Транзистори VTl .. VT4 встановлені на загальний радіатор максимально близько один до одного, що забезпечує їх рівномірний прогрів Силові шини, які можуть бути виконані як друкованими, так і обємними провідниками (Наприклад, мідної смугою або лудженим проводом), підключені до стоку і витоку всіх транзисторів Затворні резистори Rg можна розташувати над силовими шинами Закріплюються транзистори на радіаторі за допомогою гвинтів і притискних пружин Іноді для поліпшення теплового контакту між

корпусами радіаторів використовується наступна технологія: транзистори кріпляться своїми тепловідвідними пластинами до загальної смузі з міді (або її сплавів), а вона, в свою чергу, прівінчівается до радіатора, попередньо змащеному в місці контакту теплопроводящей пастою І, звичайно, слід забезпечити електричну ізоляцію окремих груп транзисторів щоб уникнути коротких замикань в тих місцях, де вони по електричній схемі не повинні існувати

На рис 2117 наведено зовнішній вигляд варіанти конструктивного вузла трифазного керованого моста, складеного з паралельно включених транзисторів MOSFET, а на рис 2118 – електрична схема зєднання транзисторів Радіатор має наскрізні канали, через які він примусово продувається потоком повітря

Джерело: Семенов Б Ю Силова електроніка: професійні рішення – М: СОЛОН-ПРЕСС, 2011 – 416 c: Ил