Y Poplavko, I Golubeva, and Y Prokopenko National Technical University of Ukraine 37, Peremogi Ave, Kiev, 03056, Ukraine e-mail: poplavko@ieeeorg

Abstract – Possible alternative of low loss and highly tunable MEMS phase shifter is discussed Dielectric or metallic parts of device should have the piezo-dirigible air gap between them Important is to provide a strong perturbation in electromagnetic field in the region influenced by the mechanical control Energy distribution within the device is controlled by piezoelectric actuator, and can be described as a change in effective dielectric permittivity (se^) Some of highly tunable piezoelectric RF MEMS devices are realized experimentally

I                                    Introduction

Contemporary telecommunication and radar systems approach to the millimeter waves That is why passive components such as tunable filters, phase shifters, etc should be reviewed to maintain lower loss in new aria of applications However, most of known ways of frequency agile system suffer from losses that grow rapidly with increasing frequency As a rule, devices have frequency limitation of about 30-40 GHz This relates to: (1) ferrite permeability μ{Η) tuned by the magnetic field H, (2) semiconductor conductivity σ(£) controlled by electric field E or by optical impact σ(Φ), and (3) operating by the ferroelectric permittivity ε(£) Traditional components that use materials with controlled intrinsic properties of μ{Η), σ(£), or ε(£) have fundamental limitations at millimeter waves

Fig 1 Microstrip phase shifter with moveable ground electrode

It is turned out that the only tuning by the mechanical reconfiguration of resonant or transmission part of device (or subsystem) can provide low losses in the millimeter range The point is that mechanically active component (actuator) is located out of microwave propagation route so it does not contribute to the microwave loss On the contrary, for other mode of tuning, electromagnetic wave has to interact directly with the «active» material (ferrite, semiconductor, or ferroelectric) which composes a part of microwave line Therefore, transmitted energy is partially absorbed by the «active» material

One but important disadvantage of mechanical control is a relatively slow tuning speed However, the operation speed strongly depends on the size (Δ) of mechanical displacement In fact, the well known macromechanical tuning (Δ ~ cm) is very slow practically it is a quasi-static mode of controlling [1]

Much faster but also limited by the response time of 10®s is to use piezoelectric cantilever (Δ ~ mm) in order to change dielectric resonator frequency by the electro-mechanical A(£)-control [2] We have shown that it is possible to obtain high tunability while keeping a displacement in the range of Δ ~ 10 – 50цт that permits faster tuning [3]

However, millimeter waves require the displacement range of only Юцт for the tuning purposes Modern piezo-actuators made of electrostrictive materials work with the high accuracy (about 001 ЦТ) and show no hysteresis [4] Moreover, a device utilizing electrostrictive material should be much smaller in order to its response will be faster To make use of advanced actuators, a new design of phase shifters based on dielectric components will be discussed below

To compare, the present-day RF MEMS with Δ ~ 5 ЦТ are the most contemporary devices but they use electrostatic attraction between two metallic layers However, this is an uncertain mode of tuning because some problems exist with humidity, vibrations and design of microwave system By now, many types of microwave and millimeter waves MEMS are elaborated [5] Customary RF MEMS need hermetic packaging or they have to be filled by inertia gas Complicated packaging many times increases cost

Proposed report is the offer of piezoelectric microactuator adaptation to the frequency agile system Experimentally realized devices were studied up to 40GHz Nevertheless, simulation predicts good perspectives of piezo-operated RF MEMS at the millimeter waves

II                                        Main part

One possible design of dielectric phase shifter is shown below, Fig 1 The gap is designed to provide the largest perturbation of electromagnetic field So piezocontrolled discontinuity, namely, the air gap Δ is created perpendicular to the pathway ofthe electric field lines

In a given case piezo-tunable air gap is located between the substrate and ground electrode Owing to this fact, the substrate, located under microstrip, becomes a «tunable dielectric» Namely, part of ground electrode (just under the phase shifter) is removed and substituted by the closely adjoining to the substrate metallic plate This plate plays a part as line ground electrode so as the electrode of piezo-actuator simultaneously At that, the thickness of narrow air gap (Δ) is electrically controlled At microwaves sufficient scope of gap change is from Δ ~ Юцт till Δ ~ ЮОцт (while at the millimeter waves the ranqe of Δ « 3-1 Oum would be enouqh)

Puc 1 Фазовращатель з рухомим «земляним» електродом

By the same way, a signal electrode of microstrip line might be also arranged as a moveable one In both cases, the effective dielectric constant of such «composite substrate» changes, Fig 2 (the reason of a phase shift)

To decrease air gap, required for tuning, the substrate with big dielectric constant has to be used Experiments and calculations show also that the phase shift is strongly dependent on design architecture Further development of hybrid type tunable devices for microwaves and millimeter wave applications will be presented in Report

Fig 2 Calculated change of Sett in the case of ε = 10 for alumina substrate that has a thicl<ness of 065 mm

Fig 4 Calculated effective dielectric constant (a) and phase shift (b) of the system shown in Fig 3: 1 — with etched canal, 2 — without etched canal, 3 — without moveable dielectric

Puc 2 Зміна ефективної діелектричної проникності

Puc 4 Зміна Sef і фазовий зсув з каналом (1), без каналу (2) і без рухомого діелектрика (3)

Millimeter wave microstrip phase shifter might be designed by the RF MEMS technology with suspended microstrip line arranged in the silicon substrate, Fig 3

Fig 3 Suspended microstrip line under the part of piezomoveable bridge (that is shown later in Fig 7)

Puc 3 «Повітряна» («підвішена») полоськовая лінія

Fig 5 Suspended microstrip line with signal electrode located onto thin membrane and buried under high-ε dielectric layer

Puc 5 «Підвішена» лінія з діелектриком на ній

Signal electrode is allocated onto a durable thin SisN4 membrane in order to air surroundings would decrease microstrip line insertion loss As a piezoelectric bridge with the attached dielectric moves down and up over the signal electrode, the Seft is changed, Fig 4a, that provides need phase shift Really «moveable dielectric» might be a high resistive silicon (ε ~ 12) or other dielectric that is consistent with «grown-up» MEMS technology Specific phase shift is shown in Fig 4b Key role of moveable dielectric is obvious: without it phase shift is practically absent because ε ~ 1

New offer is not only to apply a piezo-actuator but also to use «moveable dielectric» in the piezo-driven MEMS phase shifter, as shown in Fig 3 Therefore, proposed device is dielectric phase shifter As far as phase shifter is distributed along the line, it is a broadband device

Against, common MEMS phase shifter is realized as the ensemble of many inserted in a line tunable microcapacitors Such a system of many lumped elements should have the great number of resonant peaks in its transmission characteristic [5] The point is that common RF MEMS uses electrostatic interaction between the signal electrode and moveable metallic bridge It is obvious (and it is confirmed by our calculation, shown in Fig 4b, curve 3) that rendezvous transfer of electrodes in itself cannot change phase in the line but can change the capacitance between the electrodes, and this is used to get integral phase shift from many capacitance [5]

For the proposed phase shifter it necessary to put a dielectric between the signal and the ground electrodes However, this dielectric might be settled not only on the moveable ground electrode but over the signal electrode also, as in is seen in Fig 5 This design is less effective for the phase shift but looks much more convenient in the «grown up» RF MEMS technology

Dielectric layer might be deposited over the thin SisN4 membrane (ε ~ 8) This dielectric must be good compatible with microelectronics technology that uses some oxides with increased dielectric permittivity (AI2O3, Y2O3, etc With ε ~ 10 СеОг, 1а20з, Zr02, etc With ε ~ 20 Ϊ32θ5, Ti02, Hf02, etc With ε ~ 40 – 80)

Fig 6 Calculated phase shift per Ло = 3 mm (f =

100 GI4z) for different thickness of dielectric layer in system shown in Fig 5: a – dielectric with ε= 10 b- dielectric with ε = 40

Puc 6 Фазовий зсув при 100 ГГц при ε = 10 і ε = 40

Phase shift depends on the length of the line, that is why in Fig 6 this value «in degrees» unit is normalized per the wavelength in vacuum Effectiveness of dielectric

phase shifter with piezoelectric control is obvious Matching problem can be solved like it is shown in Fig 1

Fig 9 Part of tunable element under the bridge shown on Fig 7

A – tunable air slot 2 – central and 3 – side electrodes of coplanar line 4 – low ε layer 5 – movable dielectric with increased ε 6 and 8 – electrodes for piezoelectric layer

7 – piezoelectric film actuator

Phase shift is dependent on the setf change Fig 8 Without moveable dielectric practically no shift in phase is possible More detailed model used for coplanar line phase shifter simulations is shown in Fig 9

It is necessary to add that piezoelectric actuators are employed in the electronic technique during decades as a very reliable device, non-sensitive to the humidity and other external influences

With some modifications, the idea of piezo-tunable dielectric phase shifter can be applied to the coplanar line, more familiar for the RF MEMS technology In this case the piezoelectric manner to force micro-bridge movement also looks very promising Phase shifter based on coplanar waveguide deposited onto a quartz or other substrate is shown in Fig 7

Anchor 1 Air 2                                     3     4                                 Anchor

Fig 7 Principal scheme of piezo-controlled СPW phase shifter

Puc 7 Пьезоуправляемий копланарний фазообертач

At both sides of a coplanar line the golden anchors are placed Fig 6 They support a nitride-film bridge 1 This film plays a role of dielectric perturber of coplanar line with ε ~ 8, and acts as a spring, simultaneously

Puc 8 Фазовий зсув і Seff з Діель (1) і без нього (2)

On the top of nitride film a platinum electrode 2 should be deposited It is electrically connected to one of the anchors Another electrode 4 is connected to the second anchor They two are biasing the piezoelectric film 3, sandwiched between them Under the applied voltage piezoelectric film bends up and down, moving all attached parts To avoid air damping, many holes should be etched along the bridge (they are not shown on Fig 6)

Fig 8 Calculated normalized phase shift and effective dielectric constant ofthe system shown in Fig 6:1 — with moveable dielectric, 3 — without moveable dielectric

Fig 9 Part of tunable element under the bridge shown on Fig 7

A – tunable air slot 2 – central and 3 – side electrodes of coplanar line 4 – low ε layer 5 – movable dielectric with increased ε 6 and 8 – electrodes for piezoelectric layer

7 – piezoelectric film actuator

More detail data as to phase shifters characteristics and experimental investigations will be presented in the report

Ml Conclusions

The goal of the report is to describe the low cost, high operating speed, high frequency (tested up to 40 GHz), and high quality factor dielectric phase shifter with piezoelectric tuning Using the high quality microwave dielectrics, it is possible to realize low loss phase shifters not only at microwaves but at millimeter waves as well

New results:

(1)    We use a design where air gap crosses the adjoining microwave dielectric plate perpendicularly to the lines of electric field, where sensitivity to the air gap variation is a maximal

(2)    We use low loss microwave dielectric with increased dielectric constant (ε = 10 – 40) to enlarge the difference between this ε and permittivity of air gap (ε3ίΓ = 1) That is why, sensitivity to the change of air gap width additionally increases

(3)    As a result, we have got sufficient electromechanical tunability by a very small displacement (less than

that is very typical to RF MEMS The less displacement the more operation speed (up to 10^s)

IV                                    References

[1]     A F Harwey Microwave engineering, Acad Press, 1963

[2]     K Wakino, H Tamura, and Y Ishikava «Dielectric resonator device», USA Patent #4,692,727, Sep8, 1987

[3]     Y Popiavko, Y Prokopenko, V Molchanov, «Frequency- tunable microwave dielectric resonator», IEEE Trans Microwave Theory Tech, vol 49, pp 1020-1026, 2001

[4]     E Furman, M Lanagan, I Golubeva and Y Popiavko Piezo-controlled Microwave Frequency Agile Dielectric Devises Proc 2004 IEEE Int Frequency Control Symposium, Montreal, Canada, 2004, pp 266 – 271

[5]     G Rebeiz, J Muldavin «RF MEMS switches and switch circuits» IEEE Microwave Mag Vol 2, pp59-71, Dec 2001


Ю Поплавці, І Голубєва, Ю Прокопенко Національний технічний університет України Просп Перемоги, 37, Київ, 02056, Україна

Анотація – Пропонується альтернативне рішення для реалізації МЕМС-фазовращателя: замість традиційної електростатичної перебудови використовується пье-зоелек-тріческое актюатор Для управління фазою використовується варіація ширини повітряного зазору між діелектричними і (або) металевими шарами конструкції Керований зазор вибирається в області максимальної концентрації електричного поля в пристрої Розрахунки пристрою проводяться із застосуванням моделі керованої ефективної діелектричної проникності бефф шаруватого діелектрика

II                                 Основна частина

Сучасні СВЧ МЕМС пристрої використовують, в основному, електростатичне взаємодія між металевими шарами (наприклад, центральною лінією і екраном) Застосування таких МЕМС неможливо для фазовращателя з розподіленими параметрами (якщо немає проміжного діелектричного шару) Справа в тому, що зближення електродів на значній довжині «повітряної» лінії передачі практично не впливає на фазу проходить сигналу, але багаторазово знижує імпеданс лінії Тому в існуючих СВЧ фазовращателямі на основі МЕМС доводиться використовувати для управління фазою зосереджені елементи: кілька (10 – 20) мікро

конденсаторів з електромеханічним управлінням їх ємності Такі конденсатори ефективно управляють фазою, але, будучи «зосередженими елементами», вносять неоднорідності в лінію передачі Це призводить до множинних резонансам в частотній залежності параметра 312традіціонного МЕМС фазовращателя НВЧ Іншим недоліком є ​​те, що на електростатичне управління впливає вологість і вібрації, що вимагає герметизації пристрою, щоб уникнути впливів навколишнього середовища

Пропонований у даній роботі метод управління фазою заснований на управлінні «розподіленими параметрами» лінії передачі – на зміні фази проходить сигналу шляхом управління «електричної довжиною» ділянки лінії, що містить діелектричну пластинку Таким чином, пропонований метод аналогічний «сегнетоелек-тріческое» фазовращателямі, що використовують залежність ε (£), де Е – керуюче електричне поле зміщення Але в сегнетоелектричних матеріалах величина ε дуже велика і великі діелектричні втрати

Тому в докпаде пропонується використовувати для управління фазою «ефективну» проникність Вефф двошарового діелектрика При цьому один з діелектриків

– свч кераміка або кристал з величиною ε = 4 – 40 і малими втратами (tg5 ~ Ю ‘*), а інший діелектрик, включений послідовно з першим – повітряний зазор з ε = 1 і практично без втрат Повітряний зазор управляється малоінерційним пєзоелектричним (або електро-стрікціонним) актюатором, які є поза поля НВЧ і тому не вносящим втрат в СВЧ тракт При пєзоелектричному управлінні зазором Еефф змінюється в кілька разів, залишаючись у межах 2 – 20, що полегшує узгодження пристрою

На рис 1 показана принципова схема одного з реалізованих фазовращателей Використана звичайна полоськовая лінія Як видно з малюнка, «спеціальний» свч діелектрик для управління фазою в цьому випадку – Використовується стандартна полікорові, кварцова або полімерна (композитна) підкладка Сигнальний електрод Полоскова лінії також залишається звичайним, але дещо розширеним в активній області

Проте в «заземленому» електроді на керованому ділянці лінії відкривається «вікно» – металізація видаляється і замінюється тонкої пєзоелектричної платівкою, покритою електродами з обох сторін За рахунок пьезоеффекта пластинка вигинається, притискаючись або віддаляючись від підкладки СВЧ лінії, тобто, відкриваючи або закриваючи повітряний зазор під цією підкладкою При цьому змінюється ефективна проникність підкладки (Рис 2), що забезпечує управління фазою Узгодження імпедансу такого діелектричного фазовращателя з рештою лінією (50-омной) підтримується як за рахунок розширеного верхнього електрода, так і за рахунок поступового збільшення величини керованого зазору уздовж лінії

На частоті близько 10 ГГц для управління фазою доцільно змінювати зазор в межах 10-50 (до 100) мкм Однак на міліметрових хвилях, де подібні фазовращателі можуть мати великі переваги (оскільки ферритові та напівпровідникові пристрої погіршують свої параметри), досить пьезоуправленія величиною зазору в межах 2 – 10 мкм На рис Зі 5 порівнюються дві конструкції МЕМС фазовращетелей У першому випадку діелектричний шар, що забезпечує керування фазою, знаходиться на рухомому актюаторе = пєзоелементі (над керованим зазором, «зверху») Для зниження втрат застосовується «підвішена» полоськовая лінія – реально вона наноситься на тонку, але міцну мембрану (наприклад, S13N4) На рис 4, а видно, що повітряний канал під лінією збільшує крутизну управління фазою, а також знижує величину ε3φψ композиту «Повітря-діелектрик», полегшуючи узгодження пристрою Як і слід було очікувати, без «рухомого діелектрика» на верхньому електроді фаза практично не залежить від величини пьезоуправляемого зазору, рис 4

Технологічно більш привабливою є конструкція, показана на рис 5, де металізований пьезоелемент (як частина містка, подібного рис 7) рухається над «підвішеною» Полоскова лінією, на якої нанесений шар свч діелектрика (з проникністю ε = 10-80

– залежно від частоти і інших вимог)

Як випливає з даних, наведених на рис 6, ефективність управління фазою залежить як від товщини, так і від величини ε СВЧ діелектрика, поміщеного між керованим зазором і сигнальним електродом Полоскова лінії Оскільки зміна фази залежить також і від довжини керованого відрізка лінії, то дані на рис 4, 6 і 8 наводяться як відносні:

тобто показано зміна фази на відрізку лінії, рівному довжині хвилі в вакуумі λο ·

Більшість сучасних технологій передбачає використання МЕМС в копланарних лініях, рис 7 У цьому випадку пропонований в доповіді варіант «пєзо-МЕМС» фазовращателя доцільно реалізувати на кварцовою підкладці (ε = 4) Над лінією розташовується рухливий («вгору-вниз») місток, закріплений на «якорях» з двох сторін лінії і представляє собою металізований плівковий пьезоелемент Як і у випадку Полоскова лінії, рух над копланарной лінією тільки металевого електрода (покриває пьезоелемент) не призводить до управління фазою, рис 8 Але при цьому змінюється ємність, так що десяток таких містків міг би утворювати фазообертач на «зосереджених» елементах Однак метою даної роботи є отримання «розподіленого» діелектричного МЕМС фазовращателя Створює фазовий зсув СВЧ діелектрик на рис 7 показаний як діелектрик, інтегрований з пьезоактюатором Цей діелектрик може являти собою діелектричне покриття на електродах копланарной лінії

III                                    Висновок

Розроблено конструкції, проведені розрахунки та дослі-нання фазовращателей типу МЕМС, в яких рушієм є не електростатичне взаємодія електродів, а пєзоелектричний елемент Ця версія МЕМС перспективна, оскільки пєзоелектрики давно застосовуються в електроніці і зарекомендували себе як надійні і прості пристрої

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології», 2006р