Калінін В І, ** Чапурскій В В

Інститут радіотехніки й електроніки Російської Академії наук (ІРЕ РАН) Пл академіка Б А Введенського, 1, Фрязіно, Московська обл, 141195, Росія московський державний технічний університет ім Н Е Баумана 2-а Бауманська, буд 5, Москва, 107005, Росія

Анотація – Розглядається просторово багатоканальна антенна система з рознесених приймальних і передавальних елементів з випромінюванням ортогональних в часі шумових сигналів Для оцінки роздільної здібності і селективності по просторових координатах цілей вводиться і розраховується усереднена узагальнена функція невизначеності багатоканальної просторово часової системи

I                                       Введення

в останні роки знову збільшився інтерес до шумової радіолокації, що обумовлено істотним прогресом в теорії і техніці формування та оброблення широкосмугових (ШП) і сверхшіро-кополосних (Сніп) шумових сигналів [1]

Шумові зондувальні сигнали (ШЗС) при даній ширині спектра володіють такою ж просторовою роздільною здатністю, як відео імпульсні сигнали [1-4] Водночас Сніп шумові радари мають значно більшою середньої потужність випромінювання і, отже, більшою дальністю дії, ніж відео імпульсні системи Це повязано з тим, що пристрої формування надкоротких відео імпульсів мають суттєві обмеження по пікової і, як наслідок, по середній потужності випромінювання

Опубліковані до теперішнього часу роботи по шумовий радіолокації відносяться до однопозиційним ШРЛС з поодинокими приймальної і передавальної антенами При використанні багатоканальних просторових антенних систем (АС) залежно від їх конфігурації можливе здійснення 2D або 3D радіолокаційних вимірювань, а застосування Сніп шумових сигналів дозволить скоротити число елементів АС і збільшити відстань між ними порівняно з випадком вузькосмугових зондирующих сигналів без появи значущих дифракційних максимумів Аналогічні питання для відео імпульсної АС вже вивчалися і знаходять своє технічне втілення [2,3]

Метою даної роботи є дослідження алгоритмів взаємно кореляційної обробки шумових сигналів в антенних системах з просторовим багатоканальним побудовою та оцінка просторовою роздільною здібності на основі введення усередненої узагальненої функції невизначеності системи [4]

II                       Узагальнена функція невизначеності для просторово тимчасової системи

Розглянемо кільцеву розріджену антенну систему (АС) з передавальних і приймальних елементів, розташованих на двох концентричних колах в площині (х, у) з центром на початку координат

Така антенна система може використовуватися в радарах надмалій дальності (десятки метрів) для виявлення людей в відсутність оптичної видимості, наприклад, за стінами будівель, або іншими радіо прозорими перешкодами (indoor radar) [1, 3]

Цифрова обробка для ансамблю ортогональних в часі шумових сигналів проводиться в два етапи На першому етапі здійснюється взаємно кореляційна обробка шумових сигналів від всіх пар прийомних і передавальних елементів АС Подальша спільна обробка обчислених профілів відносного запізнювання для прийнятих і опорних шумових сигналів від всіх пар елементів АС використовує достатню статистику у вигляді суми зворотних проекцій просторових координат на профілі дальності [2] На основі запропонованого алгоритму визначається узагальнена функція невизначеності (ОФН) для просторово тимчасової системи ортогональних шумових сигналів у багатоелементної АС

Рис 1-4 Двовимірні перетину ОФН при двох значеннях ширини смуги ШЗС і розташуванні цілі в площині АС і по нормалі до площини АС

Fig 1-4 Two dimension projections of General Ambiguity Function for Ml MO Ring Radar Antennas System with different frequency bandwidth of noise waveforms: AF=300 MHz (figs1 and 3), AF=1000 MHz (figs 2 and 4) The reflector is located on the antenna system plane (figs 1 and 2) and at the transversal plane (flgs3 and 4)

Ha рис 1-4 наводяться результати розрахунку двовимірних перерізів ОФН у разі одиночного відбивача (мети) за відсутності проникаючих сигналів передавальних елементів Огляд простору і локалізація мети проводиться в результаті детального аналізу обчисленої ОФН

Число елементів і діаметр передавального кільця складають Nt = 8 v \ Ц = 12м, а приймального – відповідно Л / г = 7 і Lr = 15м з постійним кроком елементів на кожному з кілець Середня частота для шумового сигналу становить fo = 2 ГГц, а ширина смуги частот AF = ЗООМГц (рис 1 і 3) і 1000МГц (рис 2 і 4) При цьому крок елементів для розріджених решіток значно перевищує середню довжину хвилі Яотак, що АЦ / Хо = 314 і AL ^ Xq = 449

На рис 1 і 2 представлені перетину ОФН в площині (х, у) при розташуванні цілі на осі Оу, тобто в площині АС, при векторі координат цілі Яд = [0 25jm 0] · На рис Зі 4 представлені перетину

ОФН в площині (х, Z) при розташуванні цілі на осі Oz, тобто на нормалі з центру АС до її площини, при векторі координат цілі ^ = [о 0 25м \ З рис 1 і 2 випливає висновок про значне придушенні бічних дифракційних максимумів для розрідженій АС при зондуванні цілей, які розташовуються у площині АС Це є наслідком кільцевого характеру АС і великої ширини спектру сигналу У даному випадку АС є сверхшіро-кополосной як при AF = ЗООМГц (дозвіл по дальності Sr = 05м), так і при ДР = 1000МГц {ДГ =

0 15м) У першому (рис1) і особливо в другому випадку (рис2) розміри АС вздовж лінії зондування Ц і Lr в кілька разів перевищують роздільну здатність по дальності, Ц Lr> Sr

При зондуванні цілей по нормалі до площини АС її розмір уздовж лінії візування мети стає менше елемента дозволу по дальності для шумового зондуючого сигналу, і АС може розглядатися як узкополосная система, незважаючи на велику ширину смуги сигналу (особливо при ΔΡ = 1000 МГц) Придушення дифракційних максимумів в цьому випадку пояснюється асиметрією АС за рахунок неоднакового числа передавальних та прийомних елементів і їх розташуванням на колах різного радіусу, що призводить до нерівномірного кроку «передавальний – прийомний елемент», а також впливом некратні множника решітки, і в деякій ступеня широким спектром сигналу

З аналізу діаграм на рис 1-4 випливає, що при однакових геометричних параметрах АС рівень бічних пелюсток в перетинах ОФН може бути значно зменшений за рахунок збільшення смуги частот шумових зондирующих сигналів

III                                  Висновок

Показана можливість цифрового огляду переднього простору і точної локалізації цілей за допомогою розрідженій антеною системи з передавальних і приймальних елементів, розташованих на двох концентричних колах Рознесені елементи передавальної антени випромінюють ортогональні в часі шумові сигнали Запропоновано алгоритм для обчислення узагальненої функції невизначеності на основі просторово тимчасової обробки ансамблю ортогональних шумових сигналів у багатоелементної рознесеною антеною системі

[1 ] V V Chapursky, V N Sablin, V I Kalinin, I A Vasilyev Wideband Random Noise Short Range Radar with Correlation Processing for Detection of Slow moving Objects behind the Obstacles Proc of 10-th Int Conf GPR’2004, June 21- 24, 2004, Delft, The Netherlands, pp 199-202

[2] Курікша AA Алгоритм зворотної проекції в задачах відновлення просторового розподілу джерел хвиль Радіотехніка та електроніка, 2002, т47,

№ 12, с 1484-1489

[3] Чапурскій В В Функції невизначеності і просторова роздільна здатність понадширокосмугових відеоімпульсних антенних решіток Вісник МГТУ ім Н Е Баумана Серія «Приладобудування»,

2005, № 4, с 94-108

[4] Ширман Я Д, Манжос В 14 Теорія і техніка обробки радіолокаційної інформації на тлі перешкод «Радіо і звязок» М, 1981р

GENERAL AMBIQUITY FUNCTION FOR NOISE ORTHOGONAL WAVEFORMS IN MULTIPLE RING ANTENNAS SYSTEM

*Chapursky V V, **Kalinin V I

‘Bauman Moscow State Technical University Institute of Radio Engineering &amp Electronics of Russian Academy of Sciences Fryazino, Moscow Region, 141195, Russia

Abstract – Multiple Ring Configuration Antennas System using UWB orthogonal time noise waveforms are considered for short range radar applications General Ambiguity Function of Multiple Ring Antennas System is determined using the time domain back-projection algorithm

I                                         Introduction

Last years the big attention is given to investigation of wideband and ultra wideband (UWB) noise radar systems with high immunity against interference, high Electromagnetic Compatibility (EMC) performance and Low Probability of Intercept (LPI) Short pulse radar systems are preferable because of excellent range resolution, however their detection range is limited in view of small average radiation power at presence of attenuation in obstacles The possible way to increase detection range is to apply UWB noise continuous waveforms

Presented in this paper are the results of calculation of General Ambiguity Function of Multiple Ring Antennas System

II                        General Ambiquity Function

Multiple Ring Antennas System for short range radar includes Nt=7 transmitter antennas delivered along inner ring of diameter L, = 12m and Λ/^=8 receiver antennas delivered along outer ring of diameter Lr = 15m Transmitter antennas radiate the UWB time orthogonal noise waveforms with central frequency fo=2000MHz and with frequency bandwidth AF = 300MHz in the first case (Figs1,3) and AF = 1000MHz in the second case (Figs2,4) The range resolutions of this noise waveforms are consequently Sr = 05m and Sr = 015m The elements of transmitter and receiver antennas system are distributed at distances larger than mean wavelength ΔΙ-t: ALr>ho=dfo General Ambiguity Function for Multiple Ring Radar Antennas System is determined using the time domain back projection algorithm [2-3] The results of calculation of General Ambiguity Function are presented in Figs1-4

III                                       Conclusion

The possibility of space digital observation and objects localization is shown on the base of space-time processing of orthogonal nose waveforms in Multiple Ring Radar Antennas System Time domain back projection algorithm is proposed for determination of General Ambiguity Function and producing radar images

Джерело: Матеріали Міжнародної Кримської конференції «СВЧ-техніка і телекомунікаційні технології», 2006р