Фільтри призначені для виборчого виділення корисного сигналу з суміші шумів, перешкод і самого сигналу. Фільтри характеризуються смугою пропускання, резонансною частотою, ефективністю виділення / послаблення ня корисного / сигналу, що заважає.

Фільтри є одними з найпоширеніших і значущих вузлів радіоелектронної апаратури. Вони дозволяють:

♦ виділити необхідну користувачу інформацію з перешкоди сигналу;

♦ відфільтрувати і придушити непотрібні і паразитні частоти і смуги частот;

♦ поліпшити співвідношення сигнал / шум;

♦ підвищити якість сигналу.

За призначенням відомі фільтри:

♦ високих (верхніх) частот;

♦ низьких (нижніх) частот;

♦ смугові;

♦ вузькосмугові;

♦ широкосмугові;

♦ режекторние (заграждающие) та ін.

ОУ [38.1-38.3].

На рис. 38.1 наведена типова схема активного фільтра низьких частот і йому відповідна АЧХ.

Рис. 38.7. Схема активного фільтра низьких частот і його амплітудно-частотна характеристика

Розглянемо основні типи фільтрів, виконаних з застосуванням

Як відомо, коефіцієнт передачі ОУ, включеного за схемою, рис. 38.2, визначається як 1 + R3 / R4. Для реалізації типового фільтра нижніх частот необхідно виконання умов:

Рис. 38.2. Приклад практичної реалізації активного фільтра низьких частот

С1 = С2 = С, R1 = R2,Тоді

частоту зрізу фільтра можна визначити з наближеного співвідношення: ДГц] = 10 / С [мкФ], рис. 38.3. Аналогічний висновок можна отримати для розрахунку фільтра високих частот.

Puc. 38.3. Амплітудно-частотна характеристика фільтра низьких частот,

рис. 38.2, при С1 = С2:

1 – 7 мкФ; 2 – 0,1 мкФ; 3 – 0,01 мкФ; 4 – 0,001 мкФ

Кілька ускладнивши схему фільтра, рис. 38.1, додавши всього лише додаткове RC-ланка, можна помітно підвищити його ефективність. Схемних реалізація цієї модернізації представлена ​​на рис. 38.4 і рис. 38.5.

Для створення активного фільтра високих частот досить поміняти місцями у фільтрі низьких частот, представленого, наприклад, на рис. 38.1, резистори і конденсатори. Вийдуть схемні рішення, представлені на рис. 38.6-38.8.

Рис. 38.4. Схема фільтра низьких частот на мікросхемі AD820

Рис. 38.5. Амплітудно-частотна характеристика фільтра низьких частот DA 1 UA741C,

рис. 38.4, при С1 = С2 = СЗ:

1 – 0,22 мкФ; 2 – 0,022 мкФ; 3 – 0,0022 мкФ

Рис. 38.6. Схема активного фільтра високих частот і його амплітудно-частотна характеристика

Поєднавши послідовно фільтр нижніх і верхніх частот, можна отримати смуговий фільтр, схема якого представлена ​​на рис. 38.9.

Рис. 38.7. Приклад практичної реалізації активного фільтра високих частот

Рис. 38.8. Амплітудно-частотна характеристика фільтра високих частот, рис. 38.7, пріС1 = С2:

1 – 7 мкФ; 2 – 0,1 мкФ; 3 – 0,01 мкФ; 4 – 0,001 мкФ

Примітка.

На практиці слід враховувати вплив одного фільтра на інший, тому вихідна характеристика двох послідовно включених пристроїв не буде являти собою простий продукт перемноження двох передавальних характеристик. Отже, необхідно виключити взаємовплив ланок фільтра один на одного, розділивши їх повторителем напруги або, щонайменше, резистором на шкоду коефіцієнту передачі.

Для побудови виборчих фільтрів найчастіше використовують RC-фазозсувні ланцюжка. Відомо досить багато комбінацій включення RC-елементів для реалізації їх виборчих властивостей. Так, наприклад, для створення подвійного Т-моста досить включення однорідних дифференцирующих і інтегруючих RC-ланцюжків за схемою рис. 38.10.

Рис. 38. ТО. Будова подвійного Т-моста з однорідних дифференцирующих і інтегруючих RC-ланцюжків

Як випливає зі схеми (рис. 38.10), для досягнення максимальної ефективності роботи фільтра на основі подвійного Т-моста необхідно виконання умов, наведених на рис. 38.11 і в схемах практичної реалізації режекторного фільтрів (рис. 38.12).

Рис. 38.9. Схема активного смугового фільтра і його амплітудно-частотна характеристика

Примітка.

Відхилення номіналів прецизійних елементів фільтрів від рекомендованих (розрахункових) значень не повинно перевищувати 7%. Відзначимо, що для побудови фільтра можна використовувати ‘прецизійні елементи (конденсатори, резистори) рівного номіналу, включені для отримання значень R / 2 і 2С паралельно.

Рис. 38.11. Схема режекторного фільтра на основі подвійного Т-моста

Рис. 38.12. Практична схема режекторного фільтра на основі подвійного Т-моста. С1 = С2 = С. СЗ = 2С

АЧХ режекторного фільтра (схема на рис. 38.12), отримані при варіюванні ємностей подвійного Т-моста, наведено на рис. 38.13.

Рис. 38.13. Амплітудно-частотна характеристика режекторного фільтра, рис. 38.12, при С:

1 – 1 мкФ; 2 – 0,1 мкФ; 3 – 0,01 мкФ; 4 – 0,001 мкФ

Іншим не менш відомим і тому найбільш поширеним видом RC-фільтрів є фільтри на основі моста вина-Робінсона, схеми яких представлені на рис. 38.14 і рис. 38.15. Цей міст являє собою ланцюжок паралельно і послідовно включених резисторів і конденсаторів рівного номіналу і має вхід і вихід.

Як випливає із зіставлення фільтрів на основі Т-моста і мосту Вина-Робінсона, останній містить меншу кількість прецизійних і, отже, дорогих і громіздких конденсаторів. Крім того, для порівнянних умов ефективність фільтрів на

Рис. 38.14. Схема режекторного фільтра на основі моста Вина-Робінсона

Рис. 38.15. Практична схема режекторного фільтра на основі моста Вина-Робінсона

Рис. 38.16. Амплітудно-частотна характеристика фільтра на основі моста Вина-Робінсона, рис. 38.15, при С:

Ί – 1 мкФ; 2 – 0,1 мкФ; 3 – 0,01 мкФ; 4 – 0,001 мкФ

основі моста Вина-Робінсона, рис. 38.13 і рис. 38.16, дещо вищий.

Смуговий фільтр, схема якого наведена на рис. 38.17, незважаючи на його простоту, трудомісткий у налаштуванні, оскільки вимагає послідовної регулювання елементів.

Смуговий фільтр (рис. 38.18) виконаний на ОП, в ланцюг негативного зворотного зв’язку якого включений подвійний Т-міст, розглянутий вище. Центральну частоту пропускання фільтра можна визначити з

вирази:де / – в Гц;

R – в Ом; С – в мкФ.

Рис. 38.17. Схема смугового фільтра

Рис. 38.19. Схема смугового фільтра на основі подвійного Т-моста

АЧХ фільтрів, рис. 38.17 і рис. 38.18, для ідеально підібраних RC-елементів показані на рис. 38.19 і рис. 38.20.

Рис. 38.19. Амплітудно-частотна характеристика смугового фільтра на DA1 UA741C, рис 38.17, при R2 = R3 = Юком; С:

1 – W мкФ; 2 – 1,0 мкФ; 3 – 0,1 мкФ; 4 – 0,01 мкФ

Рис. 38.20. Амплітудно-частотна характеристика фільтра на основі подвійного Т-моста DA 1 UA741C, рис. 38.18, при R = 10kOm; С: 1 – 10 мкФ; 2 – 1,0 мкФ; 3 – 0,1 мкФ; 4 – 0,01 мкФ

Режекторного фільтр, запропонований Р. А. Пизом (RA Pease), рис. 38.21 [38.4], володіє рядом унікальних властивостей:

♦ по-перше, він виключно простий;

♦ по-друге, управління його резонансною частотою здійснюється одним лише потенціометром R2;

♦ по-третє, коефіцієнт його передачі практично не залежить від величини опору цього потенціометра.

Рис. 38.21. Схема перебудованого режекторного фільтра

Коефіцієнт передачі фільтра на резонансній частоті визначається як R3 / 2R1.

Частоту резонансу fn можна визначити з

вирази:

Рис. 38.22. Амплітудно-частотна характеристика перебудованого режекторного

фільтра, рис. 38.21, при R2:

1 – 10,0 кОм; 2 – 3,0 кОм; 3 – 1,0 кОм; 4 – 0,3 кОм; 5 – 0,1 кОм; 6 – 0,03 кОм

С1 = С2 = С. Ширина смуги режекциі А / дорівнює Послідовно з потенціометром R2 рекомендується встановити резистор опором 20-30 Ом, інакше в крайньому положенні движка потенціометра відбудеться коротке замикання сигнальних ланцюгів на загальний провід.

АЧХ режекторного фільтра при використанні зазначених на рис. 38.21 номіналах і варіюванні величини R2 наведено на рис. 38.22.

Рис. 38.23. Схема модифікованого режекторного фільтра

Кілька модифікувавши схему Р. А. Піза, а саме, замінивши конденсатори на індуктивності, отримаємо видозмінену схему режекторного фільтра, представлену на рис. 38.23.

Рис. 38.24. Амплітудно-частотна характеристика перебудованого режекторного фільтра, рис. 38.23 (L1 = L2 = 20 мГч), при R2:

1 – 0,03 кОм; 2 – 0,1 кОм; 3 – 0,3 кОм; 4 – 1,0 кОм; 5 – 3,0 кОм; 6 – 10,0 кОм

АЧХ модернізованого режекторного фільтра при регулюванні потенціометра R2 наведена на рис. 38.24.

Резонансний вузькосмуговий фільтр на основі ОУ може бути реалізований при включенні LC-контура, наприклад, в ланцюг негативного зворотного зв’язку підсилювача (рис. 38.25). Положення максимуму резонансної кривої / Ре,., КГц, визначається за формулою, Де L1 –

в мГн, С – в мкФ (рис. 38.26). Граничний коефіцієнт передачі на цій частоті приблизно дорівнює

Рис. 38.25. Схема LC-фільтра на ОУ

Рис. 38.26. Амплітудно-частотна характеристика LC-фільтра на ОУ, рис. 38.25, при О: 1 – 0,25 мкФ; 2 – 0,1 мкФ; 3 – 0,05 мкФ; 4 – 0,025 мкФ; 5 – 0,0125 мкФ

Регулювати смугу LC-фільтра, виконаного за схемою, представленої на рис. 38.25, можна за рахунок введення додаткової резистивной ланцюжка (рис. 38.27). В якості резистора R5 можна використовувати потенціометр. ЛЧХ цього фільтра при варіюванні номіналу резистора R5 наведено на рис. 38.28.

Альтернативний спосіб регулювання смуги пропускання LC-фільтра, точніше кажучи, форми крил смуги пропускання, може бути реалізований при використанні схеми, представленої на рис. 38.29, а її АЧХ – на рис. 38.30.

Рис. 38.27. Схема LC-фільтра на ОУ з регульованою смугою пропускання

Рис. 38.28. Амплітудно-частотна характеристика LC-фільтра на ОУ, рис. 38.27, при R5: 7 – 50 кОм; 2 – 33 кОм; 3 – 22 кОм; 4 – 10 кОм; 5 – 5 кОм; 6 – 0 кОм

У порядку зіставлення розглянемо далі фільтр на основі так званого гиратора – пристрої, що імітує котушку індуктивності.

Визначення.

Гиратора – електронний пристрій, в якому сукупність RC-елементів та операційного підсилювача схемотехнічними шляхом перетворена в еквівалентну LR-схему, що дозволяє імітувати таким чином котушку індуктивності.

Рис. 38.29. Варіант схеми LC-фільтра на ОУ з регульованою смугою пропускання

Рис. 38.30. Амплітудно-частотна характеристика LC-фільтра на ОУ, рис. 38.29, при R2: 1 – 2,0 кОм; 2 –1,0 кОм; 3 – 0,5 кОм; 4 – 0,3 кОм; 5 – 0,2 кОм; 6 – 0,1 кОм; 7 – 0 кОм

Можливо і зворотне перетворення – при використанні котушки індуктивності імітувати неіснуючу ємність. Однак такого роду перетворення на практиці невигідні, оскільки геометричні розміри індуктивних елементів і їх вартість набагато перевершує розміри і вартість конденсаторів.

Гиратора зазвичай використовують при створенні безіндуктівних низькочастотних фільтрів, а також генераторів. За рахунок мініатюрності елементів, що складають електричну схему гиратора, останні можуть легко бути розміщені в корпусі інтегральної мікросхеми.

Рис. 3831, Схема гіраторного фільтра

Рис. 38.32. Амплітудно-частотна характеристика гіраторного фільтра, рис. 38.31, DA 1 = DA2 = UA741C при напрузі живлення ± 158, при С:

7 – 7,5 мкФ; 2 – 0,15 мкФ; 3 – 0,015 мкФ; 4 – 0,0015 мкФ

Гіраторний фільтр представлений на рис. 38.31. Він виконаний на основі двох мікросхем, одна з яких (DA2) задіяна в схемі гиратора. Крім мікросхеми DA2 до складу гиратора входять R4, R5 і С1. Цю сукупність елементів можна замінити котушкою індуктивності, що не завжди виправдано, особливо в області низьких частот, для яких габарити і інші характеристики котушки індуктивності малоприйнятні для створення портативної радіоелектронної апаратури.

АЧХ гіраторного фільтра при варіюванні ємності конденсатора С наведено на рис. 38.32. Як і для LC фільтрів, зміна його резонансної частоти пропорційно квадратному кореню з величини ємності або індуктивності коливального контуру.

Біквадратних активний фільтр на мікросхемах К1464УД1 (рис. 38.33), складається з трьох пристроїв [38.5]:

♦ вхідного фільтра нижніх частот – мікросхема DA1.1;

♦ вихідного підсилювача (DA 1.2);

Рис. 38.33. Схема активного частотного фільтра

♦ фільтра в ланцюзі зворотного зв’язку (DA2.1).

Фільтр зберігає незмінну ширину смуги пропускання при перебудові. Співвідношення при розрахунку фільтра: С1 = С2 = Ю //0; R2=R5=/0/6,28Cl; Rl=R3/Kno, Де Кп0 – Коефіцієнт передачі на центральній частоті пропускання (С – в мкФ, R – в Ом, частота – в Гц).

Наприклад, для ^ = 1000 Гц С1 = С2 = 0,01 мкФ, Rl = 82 кОм, R2 = R5 = 16 кОм, R3 = 820 кОм. Напруга живлення фільтра – 5 В.

Дволанковий фільтр нижніх частот з «еліптичної» АЧХ (Золотарьова-Кауера) [38.6] наведено на рис. 38.34. При вказаних на схемі номіналах цей фільтр забезпечує високу крутизну спаду при частотах вище 3400 Гц (верхня частота пропускання сигналів для телефонії та радіозв’язку). Фільтр має «хвилясту» АЧХ в смузі пропускання. При частоті 4 кГц АЧХ спадає до -62 дБ, потім спостерігається підйом до 21 дБ на частоті 4,6 кГц і подальший спад до -40 дБ на частоті 18 кГц.

Рис. 3834. Схема фільтра нижніх частот з «еліптичної» АЧХ

Для виділення частот понад 300 Гц (нижня межа пропускання сигналів для телефонії та радіозв’язку) може бути використаний дволанковий фільтр високих частот [38.6], представлений на рис. 38.35. Фільтр має монотонно спадає АЧХ на частотах нижче 300 Гц, загасання на частоті 50 Гц досягає 70 дБ.

Рис. 38.35. Схема двухзвенного фільтра високих частот (понад 300 Гц)

Комбінований фільтр на основі однотипних ОУ загального призначення, що дозволяє роздільно виділити частоти вище або нижче 1 кГц, а також смугу частот з центральною частотою 1 кГц при добротності 50, приведений на рис. 38.36. Коефіцієнт передачі на виході смугового фільтра в максимумі становить 40 дБ.

Рис. 38.36. Схема комбінованого фільтра смугового, верхніх і нижніх частот

Перестроюваний активний фільтр другого порядку (рис. 38.37)

здатний розділяти вхідний сигнал на область верхніх (ВЧ), нижніх (НЧ) і проміжних (ПП) частот [38.7, 38.8]. Перемикання конденсаторів фільтра і, відповідно, перебудова робочої частоти в смузі 7,3-1720 Гц здійснюється за допомогою аналогових комутаторів (мікросхема DA4), керованих зовнішнім сигналом UBXynp.

Коефіцієнт передачі в області проміжних частот – 32 дБ. Еквівалентна добротність фільтру на «резонансної» частоті невелика і не перевищує 15. Перебудова фільтра здійснюється зміною частоти сигналу керування. Шпаруватість вхідних керуючих сигналів прямокутної форми повинна бути рівною двом. У пристрої використані прецизійні елементи, що визначають якість фільтра.

Фільтри па комутованих (перемикаються) конденсаторах не можна віднести до простих пристроїв.

За останні півстоліття були розроблені спеціалізовані мікросхеми фільтрів на перемикаються конденсаторах [38.9], в тому числі з програмуванням від мікропроцесора. Технічні дані деяких з таких мікросхем фірми MAXIM наведено в табл. 38.1-

38.6   [38.10].

Визначення.

Фільтри на перемикаються конденсаторах- клас електронних пристроїв дискретно-аналогової обробки сигналів, звичайно з використанням RC-частотозадающіх елементів, перемикаючи які за заданим алгоритмом вдається міняти частоту зрізу фільтра.

Рис. 38.37. Схема перебудованого універсального трьохсмугового активного фільтра з комутованими конденсаторами

Примітка.

Іноді фільтри на перемикаються конденсаторах називають синхронними фільтрами.

Універсальні фільтри 4-го порядку на перемикаються конденсаторах

з програмуванням від мікропроцесора або за допомогою висновків / резисторів:

корпус DIP, WideSO; 2 елементи в корпусі Таблиця 38.1

Мікросхема

Частоти зрізу, від … до

Напруга живлення

Гц

кГц

MAX260

0,01

7,5

± 5 В

МАХ261

0,40

57

± 5 В (5 В)

МАХ262

1

140

± 5 В (5 В)

Таблиця 38.1 (продовження)

Мікросхема

Частоти зрізу, від … до

Напруга живлення

Гц

кГц

МАХ263

0,40

57

± 5 В (5 В)

МАХ264

1

140

±58(5 8)

МАХ265

0,40

57

±5 8(5 8)

МАХ266

1

140

±5 8(5 8)

МАХ267

0,40

57

±58(5 8)

МАХ268

1

140

±5 8(5 8)

Смугові лінійні фільтри 2-го (* 4-го; ** 8-го) порядку

з програм ірованія: корпус DIP, WideSO; 2 (** 4) елемента в корпусі Таблиця 38.2

Мікросхема

Частоти зрізу, від … до

Напруга живлення

Гц

кГц

МАХ270

1000

25

±5 8(5 8)

МАХ271

2000

25

±58(5 8)

МАХ274 **

100

150

±58(5 8)

МАХ275 *

100

300

±5 8 (5 8)

Фільтри НЧ 5-го порядку на перемикаються конденсаторах:

корпус DIP, SO; 1 елемент в корпусі Таблиця 38.3

Мікросхема

Частоти зрізу, від … до

Напруга живлення

Гц

кГц

МАХ280

0

20

±58(5 8)

МАХ281

0

20

±5 8(5 8)

Перебудовувані фільтри 8-го порядку на перемикаються конденсаторах:

корпус DIP, SO; 1 елемент в корпусі Таблиця 38.4

Мікросхема

Частоти зрізу, від … до

Напруга

харчування

Гц

кГц

ΜΑΧ29Ί

0,1

25

±5 8(5 8)

, МАХ292

0,1

25

±5 8(5 8)

МАХ293

0,1

25

±5 8 (5 8)

МАХ294

0,1

25

±5 8 (5 8)

МАХ295

0,1

50

±58(5 8)

МАХ296

0,1

50

±5 8 (5 8)

МАХ297

0,1

50

±5 8 (5 8)

МАХ7400

1

10

±5 8(5 8)

МАХ7401

1

5

±5 8(5 8)

МАХ7403

1

10

±5 8 (5 8)

МАХ7404

1

10

38

МАХ7405

1

5

38

МАХ7407

1

10

38

МАХ7480

1

2

58

Перебудовувані фільтри 5-го порядку на перемикаються конденсаторах:

корпус DIP, Тмах ,: I елемент у корпусі Таблиця 38.5

Мікросхема

Частоти зрізу, от..до

Напруга живлення

Гц

кГц

МАХ7408

1

15

5 В

МАХ7409

1

15

5 В

MAX74W

1

15

5 В

ΜΑΧ74Ί7

1

15

5 В

МАХ7412

1

15

5 В

МАХ7413

1

15

3 В

МАХ7414

1

15

3 В

МАХ7415

1

15

3 В

МАХ7426

0.001

9

5 В

МАХ7427

0.001

12

3 В

Перебудовувані фільтри 5-го порядку на перемикаються конденсаторах:

корпус Тмах: 1 елемент в корпусі Таблиця 38.6

Мікросхема

Частоти зрізу, от.до

Напруга живлення

Гц

кГц

ΜΑΧ74Ί8

0,001

30

5 В

МАХ7419

0,001

30

5 В

МАХ7420

0,001

30

5 В

МАХ7421

0,001

30

5 В

МАХ7422

0,001

45

38

МАХ7423

0,001

45

38

МАХ7424

0,001

45

38

МАХ7425

0,001

45

38

Примітка.

Вітчизняна мікросхема фільтра на перемикаються конденсаторах отримала найменування 1478ФН1У (аналог МАХ297). Це еліптичний фільтр нижніх частот 8-го порядку (фільтр Кауера) з можливістю установки частоти зрізу від 1 Гцдо 30 кГц,

Мікросхема 1172ФП1 (аналог MF-10 фірми NS) – фільтр до 35 кГц на перемикаються конденсаторах; 1172ФП1А (аналог LMF-100 фірми NS) – фільтр до 100 кГц.

Для розділення сигналів по частоті зазвичай використовують багатосмугові RC- або LC-фільтри. Такі фільтри містять велику кількість елементів, що вимагають індивідуального регулювання. Схема простого дванадцятиканальні квазіфільтрового пристрої клапанного типу наведена на рис. 38.38 [38.11,38.12].

Формувач прямокутних керуючих імпульсів виконаний на компараторе DAI К554САЗ. З виходу компаратора сигнал надходить на перетворювач «частота / напруга» (СЗ, С4, VD1, VD2, R9). Сигнал,

Рис. 38.38. Схема дванадцятиканальні квазіфільтра

напруга якого пропорційно частоті вхідного сигналу, надходить на вхід управління лінійної LED-шкалою (висновок 17) мікросхеми DA2 A277D (аналоги – UAA180, К1003ПП1, UL1980N). Сигнали, що знімаються з мікросхеми DA2, через інвертори DD1, DD2 К561ЛН2 керують включенням 12-і аналогових ключів – мікросхеми DA3-DA5 К561КТЗ.

Поріг спрацьовування компаратора DA1 встановлюють потенціометром R4. Максимальна чутливість включення компаратора становить 10 мВ. Світлодіод HL1 відображає наявність надпорогового сигналу. Потенціометром R7 встановлюють верхню межу реакції мікросхеми управління LED-шкалою DA2 на величину керуючого напруги – від 1 до 6 В; потенціометром R10 – нижня межа – від Про до 5 В; стабилитрон VD4 захищає керуючі входи мікросхеми DA2 від перенапруг, одночасно стабілізуючи керуючі напруги.

Діоди VD5, VD6 автоматично забезпечує мінімальну різницю між верхнім і нижнім рівнями керуючих напруг на висновках 3 і 16 мікросхеми DA2 в 1 В. Діод VD3 захищає ланцюг управління LED-шкалою від перенапруги. Резистори R11-R22 призначені для узгодження рівня сигналів, що знімаються з виходів мікросхеми DA2, з рівнями КМОП-логіки.

Якщо на вхід пристрою поступає надпороговий аналоговий (або цифровий) сигнал, то зі збільшенням його частоти відбудеться плавне почергове або одночасно-групове перемикання каналів індикації (світлодіоди HL2-HL13). Одночасно керуючі сигнали з виходів мікросхеми DA2 через КМОП-інвертори DD1, DD2 надійдуть на керуючі входи аналогових КМОП-ключів (мікросхеми DA3- DA5).

Смуга пропускання кожного з каналів при установці на керуючих входах 3 і 16 мікросхеми DA2 максимального та мінімального рівнів 6 і О Б, відповідно, складуть для перших шести каналів 400 Гцу для інших – 760 Гц. Таким чином, перший канал пропустить сигнали частотою нижче 400 Гц, другий – в смузі 400-800 Гц, … останній, 12-й канал пропускає частоти понад 6 кГц.

Примітка.

Регулюванням потенціометрів R7 і R10 можна плавно змінювати ширину і межі частотних каналів.

Світлодіоди HL2-HL13 динамічно индицируют номер задіяного каналу керування.

Пристрій споживає 60л * А при напрузі живлення 15 Б і одному све гящемся светодиоде.

Шустов М. А., Схемотехніка. 500 пристроїв на аналогових мікросхемах. – СПб .: Наука і Техніка, 2013. -352 с.