Схемотехніка та особливості застосування вітчизняних мікросхем для джерел живлення досить широко висвітлені в літературі [19, 21, 23, 25, 26]. Опис особливостей роботи імпульсних джерел живлення також можна знайти в спеціальній літературі, наприклад, [15, 18]. Як відомо, в імпульсних джерелах живлення вхідна нестабілізована напруга перетвориться в досить високочастотне (більше 20 кГц). При цьому, щоб отримати необхідний рівень стабілізації, необхідно провести регулювання коефіцієнта заповнення імпульсного напруги і потім здійснити процес випрямлення, що й забезпечує стабільне постійне вихідна напруга джерела живлення. У понижуючих імпульсних стабілізаторах значення вихідної напруги (£ /вих) Завжди нижче вхідного (ί /χ) І визначається простою виразом [26, 61]:

I

де t – час відкритого стану вихідного ключового транзистора; Т- період проходження імпульсів.

Коефіцієнт корисної дії (ККД) перетворення таких мікросхем досить високий – 70-95%, оскільки їх вхідні ланцюг «розв’язана» з вихідною по постійному струму.

Як відомо, імпульсні стабілізатори напруги можуть працювати з використанням як релейного (гістерезисного) способу перетворення, так і шляхом широтно-імпульсної модуляції (ШІМ) (з регулюванням по напрузі або по струму) [27].

На рис. 3.31 приведена структурна схема релейного імпульсного понижуючого стабілізатора напруги, побудована на основі мікросхеми IL34063, яка може застосовуватися в понижуючих, що підвищують і инвертирующих імпульсних стабілізаторах.

Тут робоча частота коливань задається вибором відповідних чисельних значень ємності конденсатора СЗ і опору резистора R1. Крім того, робоча частота стабілізатора підвищується з ростом вхідного напруги, оскільки при цьому збільшується швидкість наростання струму в індуктивності L1. Коли напруга на виводі 5 ланцюга зворотного зв’язку досягає значення, рівного значенню опорної напруги, компаратор через логічний елемент і тригер закриває вихідний каскад і перериває проходження імпульсів на вихід 2 мікросхеми. Стабілізатор працює в режимі генерації пакетів імпульсів, тобто коли величина напруги на виводі 5 більше величини опорного напруги 1,25 В, на виході присутні імпульси, а коли нижче – імпульси відсутні. Наявність пульсацій на вході зворотного зв’язку – обов’язкова умова нормальної роботи імпульсного гістерезисного стабілізатора. Так, на виході представленого на рис. 3.31 понижуючого стабілізатора значення пульсацій напруги становить 120 мВ. Для того щоб його зменшити до 40 мВ, до виходу стабілізатора додатково підключається фільтр L2, С4. ККД такого стабілізатора складає -80%.

Рис. 3.31. Структурна схема релейного імпульсного стабілізатора напруги з мікросхемою IL34063, де: С1 – конденсатор електролітичний ємністю 100 мкФ ± 10%; С2 – конденсатор ємністю 470 пФ ± 10%; СЗ – конденсатор електролітичний ємністю 470 мкФ ± 10%; С4 – конденсатор електролітичний ємністю 100 мкФ ± 10%; R1 – резистор опором 0,33 Ом ± 5%; R2 – резистор опором 1,2 кОм ± 5%; R3 – резистор опором 3,6 кОм ± 5%; L1 – індуктивність 220 мкГн; L2 – індуктивність 1,0 мкГн; VD1 – діод

Максимальна чисельне значення величини вихідного струму мікросхеми імпульсного стабілізатора напруги IL34063 становить від 0,8 до 1,5 А.

Як відомо [27], більш якісні характеристики мають імпульсні стабілізатори, що використовують метод широко-імпульсної модуляції (ШІМ). Їх робоча частота, як правило, постійна, що дозволяє оптимізувати параметри індуктивності і ємності вихідного фільтра і спрощує рішення задачі фільтрації перешкод. Чисельні значення пульсацій вихідної напруги таких стабілізаторів значно менше, ніж в релейних. Недолік ШІМ-стабілізаторів з керуванням по напрузі – реакція на стрибкоподібне зміна струму навантаження або вхідної напруги. Для забезпечення їх стійкості обов’язково використання частотної корекції в ланцюзі негативного зворотного зв’язку.

Більш досконалі динамічні характеристики в порівнянні зі стабілізаторами з керуванням по напрузі мають ШІМ-стабілізатори з керуванням по струму. Вони ж мають і кращою стійкістю. На додаток до ланцюга негативного зворотного зв’язку по напрузі їх структурна схема включає і швидкодіючу ланцюг зворотного зв’язку по струму. Як правило, сигнал зворотного зв’язку по струму надходить отдатчіка струму вихідного ключа, виділяється на струмовимірювальні резистори і підсумовується з сигналом зворотного зв’язку по напрузі.

У вітчизняному серійному виробництві випускається широкий спектр мікросхем для понижуючих імпульсних стабілізаторів з ШІМ-регулюванням – IL2576, IL2596,1L1501, ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412 і ΙΖ2307. Розглянемо більш докладно схемотехнику і особливості застосування цих найбільш поширених ІМС.

Так, мікросхеми IL2576, IL2596, IL1501 призначені для імпульсних стабілізаторів напруги з фіксованим вихідним напругою 3,3; 5,0 і 12 В, а також для стабілізаторів з регульованим зовнішнім резистивним делителем на напругу в діапазоні 1,2-37 В. Їх вихідний струм досягає 3 А. Робоча частота фіксована і складає 52 кГц для IL2576 і 150 кГц для IL2596 і IL1501.

Розглянемо більш детально роботу імпульсного стабілізатора, побудованого на основі мікросхеми IL1501 (рис. 3.32, 3.33). Мікросхема має вбудований джерело опорного напруги, приблизно рівного ширині забороненої зони напівпровідника – 1,235 В. Опорна напруга подається на неінвертуючий вхід підсилювача помилки А1, на інвертується вхід підсилювача через резистивний дільник R1 / R2 подається частина вихідного напруги. Посилена різниця напруг через блок частотної компенсації надходить на інвертується вхід ШІМ-компаратора А2. На його неінвертуючий вхід подається Пікоподібне напруга внутрішнього генератора на частоту 150 кГц. Ширина імпульсу на виході ШІМ-компаратора тим більше, чим менше напруга на виході стабілізатора, причому коефіцієнт заповнення може регулюватися від 0 до 100%. Розглянута ланцюг забезпечує регулювання по напрузі.

Рис. 3.32. Функціональна схема мікросхеми IL1501, де: А1 – підсилювач; А2-А4 – компаратори; G1 – джерело постійної напруги 200 мВ; G2 – джерело постійної напруги 220 мВ; Rl – R3 – резистори; VT1, VT2 – транзистори

У мікросхемі передбачений захист від перевищення робочого струму вихідного транзистора і критичної температури кристала. При перевищенні струму резистора R3 компаратор АЗ автоматично вимикає внутрішній генератор, а компаратор А4 – драйвер вихідного транзистора. В результаті транзистор відключається, і на виході імпульси відсутні. При перевищенні температури кристала Т> 150 ° С спрацьовує вбудований блок температурного захисту і блокується проходження імпульсів на вихідний транзистор. Мікросхема також має вхід керування SD з ТТЛ рівнями керуючої напруги. Подача на цей вхід напруги менше 0,6 В дозволяє роботу стабілізатора, вище 2,0 В – блокує його роботу. У робочому стані типове значення струму споживання становить 5 мА, в режимі скидання – 150 мкА.

Рис. 3.33. Блок-схема імпульсного стабілізатора напруги з мікросхемою IL1501, де: Cl, С2 – конденсатори електролітичні; L1 – котушка індуктивності; VD1 – діод Шотткі 1Ν5825

Вітчизняні мікросхеми ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412, ΙΖ2307 – це регулятори з керуванням по струму. Призначені вони для проектування енергозберігаючих імпульсних стабілізаторів напруги з регульованим вихідним зовнішнім резистивним дільником напруги від 1,2 до 21 В (ΙΖ1583 і ΙΖ1591), від 0,92 до 16 В (ΙΖ1412) і від 0,925 до 20 В (ΙΖ2307). Значення вихідного струму у ΙΖ1583 і 1Ζ2307 досягає величини 3 А та 2 А, відповідно, у ΙΖ1591 і ΙΖ1412. Робоча частота цих мікросхем фіксована і складає 330-385 кГц.

У мікросхемі ΙΖ2307 (рис. 3.34), крім того, передбачена можливість синхронного випрямлення – замість зовнішнього випрямляючих діода Шотткі використовується внутрішній МОП-транзистор, падіння напруги якого у включеному стані менше, ніж у відкритого діода Шотткі. Знижене значення опорного напруги (0,92-0,925 В) у ΙΖ1412, ΙΖ2307 і синхронне випрямлення у ΙΖ2307 дозволяють створювати на їх основі імпульсні стабілізатори з високим ККД. Це особливо важливо для джерел живлення з низьким вихідним напругою.

На рис. 3.35 представлена ​​блок-схема малогабаритного енергозберігаючого імпульсного стабілізатора напруги, побудованого на базі мікросхеми ΙΖ2307.

Як видно з цього малюнка, для побудови стабілізатора потрібна мінімальна кількість зовнішніх дискретних елементів. Навіть будь радіоаматор легко може побудувати це енергозберігаючий пристрій для використання у побутовій апаратурі.

Рис. 3.34. Функціональна схема мікросхеми ΙΖ2307

Алгоритми роботи мікросхем ΙΖ1583, ΙΖ1591, ΙΖ1412 і ΙΖ2307 достатньо близькі. Розглянемо для прикладу роботу стабілізатора, побудовану на основі мікросхеми ΙΖ1412 (рис. 3.36). Величина напруги на виводі СОМР мікросхеми завжди буде пропорційна значенню пікового струму індуктивності стабілізатора. На початку робочого циклу мікросхеми верхній транзистор VT4 закритий, нижній транзистор VT5 відкритий.

Значення напруги на виводі СОМР вище, ніж на виході підсилювача токового сигналу, і, отже, на виході ШІМ-компаратора присутній низький рівень напруги. Високий рівень тактирующего сигналу внутрішнього генератора перемикає RS-тригер, виходи якого закривають транзистор VT5 і відкривають VT4. В індуктивності через транзистор VT4 починає протікати струм від вхідного джерела. Зростаючий ток індуктивності створює падіння напруги на резистори R2, яке посилюється підсилювачем токового сигналу. Пилкоподібна напруга внутрішнього генератора підсумовується з вихідною напругою підсилювача токового сигналу і порівнюється ШІМ-компаратором з вихідною напругою підсилювача помилки.

Коли сума напруг підсилювача токового сигналу і генератора пилкоподібної сигналу перевищує напруга на виводі СОМР, RS тригер перемикається і транзистори VT4 і VT5 повертаються в початковий стан. Підсумовування значень вихідної напруги підсилювача токового сигналу і генератора пилкоподібної сигналу призводить до того, що до управління по напрузі додається управління по струму. Якщо сумарна напруга менше напруги на виводі СОМР, то низький рівень напруги на виході внутрішнього генератора тактового сигналу «скидає» RS-тригер. Вихід підсилювача помилки підсилює різницю напруг між входом зворотного зв’язку FB і опорним напругою, рівним 0,92 В.

Рис. 3.36. Функціональна схема мікросхеми IZ1412

Якщо напруга на вході FB менше 0,92 В, напруга на виводі СОМР збільшується і навпаки. Таким чином, ширина імпульсу на виході шим компаратора тим більше, чим менше напруга на виході стабілізатора.

Вихідна напруга імпульсного стабілізатора визначається резистивним дільником R3 / R2 за формулою

де UFB = 0,92В – напруга зворотного зв’язку на виведенні FB.

Типове значення R2 = 10 кОм. Частота роботи мікросхеми – 380 кГц. Однак в режимі короткого замикання (t /FB = 0) частота зменшується до 240 кГц.

Мікросхема має вхід керування EN, який працює таким чином: якщо напруга на ньому менше 0,4 В, то робота стабілізатора блокується, а вище 3,0 В – його робота дозволяється. У робочому стані типове значення струму споживання становить 1,1 мА, в режимі скидання – всього 23 мкА. Необхідно відзначити те, що низькі значення струмів споживання досягнуті завдяки виготовленню мікросхеми по поєднаною комбінованої БіКДМОП-технології, що дозволяє реалізувати гідності біполярних, ПМОП, рМОП (КМОП) і високовольтних ДМОП-транзисторів. Мікросхема також має регульовану подключаемую зовнішньої ємністю до висновку SS функцію «м’якого старту», ​​яка дозволяє мінімізувати струм споживання і виключити ймовірність перевантаження виходу при старті мікросхеми, що істотно підвищує її надійність.

На рис. 3.37 представлена ​​блок-схема енергозберігаючого імпульсного стабілізатора напруги, побудованого на базі мікросхеми IZ1412 і одинадцяти «зовнішніх» по відношенню до мікросхеми дискретних елементів.

Як відомо, характеристики імпульсного стабілізатора напруги визначаються не тільки електричними параметрами використовуваної мікросхеми, але й параметрами схеми «обв’язки» – ємностей, індуктивності, діода. На прикладі визначення параметрів «зовнішніх» компонентів мікросхеми IZ1412 покажемо основні правила їх вибору [28].

Так, індуктивність L1 забезпечує постійне чисельне значення струму в навантаженні навіть при допустимих змінах вхідної напруги. Чим більше індуктивність, тим менше будуть пульсації струму і, як результат, менше і пульсації вихідної напруги.

Проте істотне збільшення значення індуктивності призведе до збільшення габаритів стабілізатора, послідовного опору і / або до зменшення струму насичення. Тому на практиці рекомендується застосовувати таке правило: пульсації струму в індуктивності Δ /L не повинні перевищувати 30% максимального обмеження струму вихідного ключового транзистора (для IZ1412 це 3,4 А). Тоді значення індуктивності може бути розраховане за формулою:

де fs = 380 кГц – робоча частота мікросхеми.

Індуктивність НЕ буде насичуватися при досягненні максимального струму. Максимальний струм індуктивності /Иакс може бути розрахований за формулою:

Вихідний випрямний діод проводить струм індуктивності, коли верхній транзистор VT4 закритий. Для підвищення ККД імпульсного стабілізатора рекомендується використовувати діод Шотткі, зворотне пробивна напруга якого більше, ніж максимальне вхідна напруга стабілізатора UBX МАКС, І максимальний струм більше струму навантаження стабілізатора /вих.

Вхідна напруга стабілізатора може змінюватися, тому на вході необхідний конденсатор С1. Краще всього використовувати керамічний конденсатор, оскільки у нього невелике еквівалентний послідовний опір Resr. Можна також застосовувати електролітичний або танталовий конденсатор з низьким значенням /?ESR. Чинне значення струму конденсатора С1 можна визначити за допомогою рівняння:

У гіршому випадку, коли UBX = 2 t/Bblx, /С1 = /вих/ 2. Необхідно вибирати конденсатор, діапазон струмів якого перевищує половину максимального струму навантаження стабілізатора /вих. Пульсації вхідної напруги Δί /ΒΧ визначаються виразом:

На відміну від релейного стабілізатора, для роботи імпульсного стабілізатора з ШІМ-регулюванням непотрібен наявності пульсацій вихідної напруги. Значення пульсацій напруги на виході А1 /вих визначається в основному типом використовуваного конденсатора і обчислюється за формулою:

Застосовувати можна керамічна, танталовий або електролітичний конденсатори з низьким значенням еквівалентного послідовного опору Resr. Найнижчі значення Resr у керамічних конденсаторів, тому для них вираз (3.19) спрощується:

При С6 = 22 мкФ, LI = 15 мкГн, /5 = 380 кГц, UBX = 5 В, UBb]X = 3,3 В значення пульсацій вихідної напруги складає всього 2,9 мВ.

Значення еквівалентного послідовного опору Resr у електролітичних і танталових конденсаторів більше, ніж у керамічних. Для них вираз (4.19) має наступний вигляд:

При С6 = 560 мкФ, Resr = 0,03 Ом (використаний електролітичний конденсатор з низьким Resr), L \ = 15 мкГн, /5 = 380 кГц, UBX = 5 В, £ /вих = 3,3 В значення пульсацій вихідної напруги становитиме 5,9 мВ.

Таким чином, при виборі вихідного конденсатора слід мати на увазі, що для зменшення пульсацій вихідної напруги необхідні конденсатори з малим послідовним опором Resr.

Стійкість роботи стабілізатора забезпечують зовнішні елементи корекції С4, СЗ, R1. Схема корекції нахилу пилкоподібної напруги усуває можливість самозбудження стабілізатора на субгармонік, особливо при коефіцієнті заповнення більше 50%, який притаманний стабілізаторам зі зворотним зв’язком по струму. Використовується корекція за типом «полюс-нуль» частотної характеристики [16] з кількома полюсами і нулями. Як відомо, для забезпечення стійкості систем з негативним зворотним зв’язком необхідно, щоб фазовий зсув був менше 180е на всіх частотах, на яких коефіцієнт передачі ланцюга зворотного зв’язку перевищує одиницю. Для цього найпростіше включити в схему ємність, за допомогою якої можна задати частоту (полюс) і нахил характеристики, рівний –6 дБ / октава (20 дБ / декада). За рахунок цього в більшій частини смуги пропускання фазовий зсув буде дорівнює 90 °. Іноді кращий результат можна отримати, якщо використовувати схему корекції, яка спочатку забезпечує спад посилення з нахилом 6 дБ / октава (20 дБ / декада), а потім, починаючи з деякої частоти, – рівну характеристику (нуль характеристики). Схема корекції, застосовувана для мікросхеми IZ1412, має кілька «полюсів» і «нулів» характеристики.

Коефіцієнт посилення петлі зворотного зв’язку визначається виразом

де RBb]X – Значення опору навантаження; Gcs = 1,95А / В – крутизна підсилювача струму; ΛνΕΑ = 400 В / В – коефіцієнт посилення підсилювача помилки.

Мікросхема ΙΖ1412 має два полюси характеристики. Один визначається компенсує ємністю С4 і вихідним опором підсилювача помилки. Другий – вихідним конденсатором С6 і резистором навантаження ЛВЬ | Х:

де Gea = 830 мкА / В – крутизна підсилювача помилки.

Система має один «нуль» характеристики, обумовленої компенсує ємністю С4 і компенсуючим резистором RI

Якщо ємність вихідного конденсатора С6 велика і / або опір Resr велике, можливі й інші «нулі» характеристики системи. «Нуль», який визначається Resr і С6, дорівнює

Для забезпечення стійкості системи важливо правильно вибрати частоту одиничного посилення петлі зворотного зв’язку (fc). Занадто низька частота призводить до повільної реакції мікросхеми на зміни навантаження, занадто висока частота може призвести до нестабільності системи. На практиці краще використовувати частоту одиничного посилення петлі зворотного зв’язку, що не перевищує одну десяту робочої частоти мікросхеми (fc < 0,l/s). Опір компенсуючого резистора R \ задає частоту одиничного посилення і визначається за формулою:

Значення компенсує ємності С4 визначає запас по фазі. Бажано, щоб частота /21 була менше однієї четвертої частоти одиничного посилення (fZ] < 0,25/з). Тоді значення ємності буде визначатися таким виразом:

У випадку, коли послідовний опір Resr вихідний ємності С6 велика і частота /ESR менше половини робочої частоти /s, Тобто

потрібно другий компенсує ємність СЗ, і необхідно додати третій полюс характеристики, визначається значеннями ємності СЗ і опором резистора R \:

Таблиця 3.7. Основні технічні характеристики базової серії мікросхем управління імпульсними джерелами живлення

імс

Напря ються харчування

ЧСВ

Струм споживання, мА

Частота роботи, кГц

Зворотній зв’язок по струму

Захисту

Технологія

від перевантажень по струму (ВСР, OLP)

гистерезис з харчування (UVLO)

від підвищеної напруги живлення (OVP)

від зниженої напруги харчування

від перегріву кристала (ОТР)

IL494

7,0-40,0

< 50

1-300

Біполярний.

ILA4605-2,

КР1087ЕУ1

7,5-15,5

< 16

10-100

+

+

+

+

+

Біполярний.

ILA3842A,

IL3844

12-25

< 17

10-500

+

+

+

+

+

Біполярний.

IL44608N40

<500 В при запуску, 6,6-15 У робочий

< 3,6

40 ± 4

+

+

+

+

+

+

БіКДМОП

IL44608N75

< 4,0

75 ±7

IL44608N100

< 4,5

100 ± 10

ILP223

36-700

1,1-1,6

100

+

+

+

+

+

+

БіКДМОП

ΙΖΡ233

36-700

1,0-2,0

132/66

+

+

+

+

+

+

БіКДМОП

ΙΖΥ266

50-700

0,32

132

+

+

+

+

+

+

БіКДМОП

Значення СЗ задається виразом:

Наведені практичні рекомендації та теоретичні вирази для визначення параметрів компенсуючих елементів застосовні як для мікросхем IZ1583, IZ1591, 1Z1412, IZ2307, так і для інших мікросхем імпульсних стабілізаторів з керуванням по струму.

Представлені серії мікросхем імпульсних понижуючих стабілізаторів напруги представляють собою сучасну елементну базу для економічних малогабаритних джерел живлення портативної обчислювальної, промислової та побутової техніки.

Наведені вище схемотехнічні особливості організації, практичні рекомендації щодо їх застосування, а також представлені математичні вирази і формули для вибору і розрахунку параметрів елементів обрамлення дозволять фахівцям більш ефективно використовувати всі можливості цих мікросхем при побудові широкого спектру енергозберігаючих джерел живлення різного призначення.

У табл. 3.8 представлені основні технічні характеристики базової серії вітчизняних мікросхем імпульсних стабілізаторів напруги.

Таблиця 3.8. Основні технічні характеристики базової серії мікросхем імпульсних стабілізаторів напруги

Джерело: Білоус О.І., Єфименко С.А., Турцевич А.С., Напівпровідникова силова електроніка, Москва: Техносфера, 2013. – 216 с. + 12 с. кол. вкл.